Kandidaatintyö 11.3.2010 LUT Energia
Sähkötekniikan koulutusohjelma
Akustisen emission anturin signaalin esikäsittelypiirin selvittäminen ja prototyypin toteuttaminen
Marko Kupiainen
TIIVISTELMÄ
Lappeenrannan teknillinen yliopisto LUT Energia
Sähkötekniikan koulutusohjelma Marko Kupiainen
Akustisen emission anturin signaalin esikäsittelypiirin selvittäminen ja prototyypin toteuttaminen
Kandidaatintyö 2010
29 sivua, 24 kuvaa, 2 taulukkoa, 5 liitettä Ohjaaja: TkT Tuomo Lindh
Tarkastaja: TkT Tuomo Lindh
Hakusanat: elektroniikka, signaalinkäsittely, amplitudimodulaatio
Tämän työn tavoitteena oli selvittää ja toteuttaa esikäsittelypiirin prototyyppi akustisen emission anturin signaalille. Toteutettu esikäsittelypiiri toimii yksipuoleisella käyttöjännitteellä. Työssä käydään läpi esikäsittelypiirin suunnitteluun liittyvät vaiheet laskelmien ja simulaatioiden muodossa. Lisäksi työssä esitetään mittaustulokset esikäsittelypiirin toiminnasta.
ABSTRACT
Lappeenranta University of Technology LUT Energy
Degree Program of Electrical Engineering Marko Kupiainen
Designing and implementing a prototype of a pre-processing circuit for a signal of an acoustic emission sensor
Bachelor’s Thesis 2010
29 pages, 24 figures, 2 tables, 5 appendices Advisor: D.Sc. Tuomo Lindh
Supervisor: D.Sc. Tuomo Lindh
Keywords: electronics, signal processing, amplitude modulation
The aim of this thesis was to design and implement a prototype of a pre-processing circuit for a signal of an acoustic emission sensor. The implemented prototype operates from a single supply. This thesis goes through the phases of designing the pre-processing circuit in a form of calculations and simulations. In addition the results of measurements of the pre-processing circuit are presented.
SISÄLLYSLUETTELO
KÄYTETYT MERKINNÄT JA LYHENTEET ... 2
1 JOHDANTO ... 3
2 JÄRJESTELMÄN KUVAUS ... 3
2.1 Amplitudimodulaatio ja -demodulaatio ... 4
2.2 Työlle asetetut vaatimukset ... 6
3 ESIKÄSITTELYPIIRIN SUUNNITTELU ... 7
3.1 Etuaste ... 8
3.2 Kaistanpäästösuodatin ... 10
3.2.1 Mitoitukseen tarvittavat yhtälöt ... 11
3.2.2 Komponenttien mitoitus ... 12
3.3 Verhokäyränilmaisin ... 14
3.3.1 Komponenttien mitoitus ... 15
3.4 Jälkisuodatus ja -vahvistus ... 15
4 KÄYTTÖJÄNNITTEEN SYÖTTÖ ... 17
5 ESIKÄSITTELYPIIRIN SIMULOINTI ORCAD-OHJELMISTOLLA ... 18
5.1 Simulaatiotulokset taajuustasossa ... 18
5.2 Simulaatiotulokset aikatasossa ... 22
6 MITTAUSTULOKSET ... 24
6.1 Suodattimien rajataajuuksien ja vahvistimien mittaustulokset ... 25
6.2 Amplitudidemodulaation mittaustulokset ... 26
7 YHTEENVETO ... 28
LÄHDELUETTELO ... 30
Liitteet: I Esikäsittelypiirin kytkentäkaavio II Mittaustulokset rajataajuusmittauksista III Mittaustulokset vahvistimista aikatasossa
IV Mittaustulokset verhokäyrän muodostuksesta aikatasossa V Mittaustulokset verhokäyrän muodostuksesta taajuustasossa
KÄYTETYT MERKINNÄT JA LYHENTEET A Vahvistus
C Kapasitanssi f Taajuus G Vahvistus R Resistanssi U Jännite V Jännite τ Aikavakio
A/D Analogi-digitaali AC Vaihtovirta
ACC Kiihtyvyysmitta-anturi AE Akustinen emissio AM Amplitudimodulaatio DC Tasavirta
ECC Esikäsittelypiiri FFT Fast Fourier Transform
FPGA Field Programmable Gate Array MIC Mikrofoni
PC Tietokone Rx Vastaanotin
SPI Serial Peripheral Interface Bus Tx Lähetin
USB Universal Series Bus
1 JOHDANTO
Tämä kandidaatintyö liittyy sähkötekniikan osaston tutkimushankkeeseen, jossa kehitetään uudenlaista säätöjärjestelmää automatisoituun metallisorviin. Työn tavoitteena oli selvittää ja toteuttaa esikäsittelypiirin prototyyppi akustisen emission anturin signaalille.
Järjestelmässä, johon tässä työssä toteutettu esikäsittelypiiri tehtiin, kerätään mittausdataa metallisorvilta. Mittaussignaalit saadaan neljältä anturilta: akustisen emission (AE) anturilta, kahdelta kiihtyvyysmitta-anturilta ja mikrofonilta. Kaikki muut antureilta lähtevät signaalit menevät suoraan A/D-muuntimeen, jossa ne muunnetaan analogisesta digitaaliseksi paitsi AE-anturilta lähtevä signaali. AE- anturin signaalille muodostetaan verhokäyrä esikäsittelypiirissä ennen A/D- muunnosta. Kun signaalit ovat muunnettu digitaalisiksi, ne lähetetään radioteitse eteenpäin vastaanottimelle, jossa mittausdata lähetetään tietokoneelle USB-väylän kautta.
Tässä työssä käydään läpi esikäsittelypiirin suunnitteluun kuuluvat vaiheet, jotka koostuvat suodattimien, AE-anturin virransyötön ja esikäsittelypiirin käyttö- jännitteiden kytkennän suunnittelusta. Työn kokonaisuus kattaa järjestelmään tulevan analogipiirin osuuden ennen A/D-muunnosta. Valmis esikäsittelypiirin prototyyppi toteutettiin Elektroniikan suunnittelukeskuksella.
2 JÄRJESTELMÄN KUVAUS
Tutkimushankkeessa kehitettävän säätöjärjestelmän antureiden signaaleja käsittelevän järjestelmän rakenne koostuu useammasta lohkosta. Antureina järjestelmässä käytetään AE-anturia, kiihtyvyysmitta-antureita (ACC) ja mikrofonia (MIC). AE- anturilta lähtevä analoginen signaali kulkee esikäsittelypiirin (ECC) läpi A/D- muuntimelle, joka muuntaa analogisen signaalin digitaaliseksi. A/D-muuntimelta digitaalinen signaali viedään FPGA:n (Field Programmable Gate Array) kautta Nordic Semiconductorin valmistamalle nRF24L01-radiomoduulille, josta signaali lähetetään radiovastaanotinpiirille. A/D-muuntimen, FPGA:n ja radiopiirin välinen tietoliikenne tapahtuu full duplex-tyyppisen SPI-väylän kautta, joka mahdollistaa kaksisuuntaisen
tietoliikenteen. Full duplex-tyyppisellä väylällä data voi liikkua samaan aikaan isännältä orjalle ja toisin päin. Käyttöjännitteet radiopiirille, FPGA:lle, A/D- muuntimelle ja esikäsittelypiirille saadaan akusta. Tehonsyöttö FPGA:lle on jatkuva, joten tehonsyöttö esikäsittelypiirille toteutetaan kytkimellä. Vastaanotinradiopiiriltä digitaalinen signaali viedään FPGA:n kautta USB-porttiin (Universal Serial Bus), josta AE-anturisignaali saadaan tietokoneelle (PC). Järjestelmä on kuvattu kokonaisuudessaan kuvassa 1.
Kuva 1. Säätöjärjestelmän lohkokaavio. Tämän työn käsittävä osuus on rajattu katkoviivalla.
2.1 Amplitudimodulaatio ja -demodulaatio
Käytettävä AE-anturi on Kistlerin valmistama Piezotron® Sensor Type 8152B221.
Esikäsittelypiirille saadaan AE-anturilta signaali, joka muodostuu tasa- ja vaihtojännitekomponenteista. AE-anturin signaali syntyy jännitysaallosta, jonka taajuus riippuu materiaalista. Tutkittava ilmiö synnyttää näitä jännitysaaltoja esiintymistaajuudellaan. Anturilta saatava signaali ilmenee tässä sovelluksessa ultraäänialueella, joka sijoittuu taajuusalueelle 100 – 900 kHz. (Kistler 2007) AE- analyysin tavoite on saada tietoa ilmiön lähteestä tästä anturilta saatavasta ultraäänisignaalista. Anturilta saatava signaali on luonteeltaan amplitudimoduloitu, joten tarkasteltavasta ilmiöstä saadaan tietoa demoduloimalla signaalia.
Anturit
ACC MIC ACC AE
Esikäsittely-
piiri A/D FPGA
SPI Radio- piiri
Tehonsyöttö
Akku
Radio-
piiri FPGA USB PC
Tx
Rx
SPI ECC
Tietoliikenteessä modulaatiolla tarkoitetaan tapaa sovittaa datasignaali siirtotielle sopivalle taajuusalueelle, joka suoritetaan moduloimalla datasignaalilla kantoaaltoa.
AM-modulaatiossa värähtelyn taajuinen jännitesignaali, tässä järjestelmässä taajuusalue, siirtyy taajuustasossa kantotaajuuden ympärille. Samalla signaalin sisältöön syntyy DC-jännitekomponentti sekä moduloivan ja moduloitavan signaalin monikertoja. Tätä havainnollistetaan kuvassa 2. AM-demodulaatio suoritetaan verhokäyränilmaisinpiirillä, joka muodostuu tasasuuntaajasta ja RC-piiristä.
Demodulaation periaate aikatasossa on esitetty kuvassa 3. Tulee huomata, että vaikka kuvassa 3 esitetty moduloitu signaali tasasuunnataankin, onnistuu demodulaatio myös silloin, kun signaalissa on DC-jännitekomponentti. Kuvasta 3 huomataan myös amplitudimodulaation toimintaperiaate aikatasossa, kun moduloiva hyötysignaali on tulkittavissa kantoaallon amplitudista. (Miller ja Beasley 2002)
Kuva 2. AM-modulaation kuvaus taajuustasossa. Vasemmalla moduloivaa laajakaistaisen signaalin rajataajuutta kuvataan fm:llä ja kantotaajuutta fcw:llä. Oikealla miksauksen jälkeen signaali fm on levinnyt monikertojensa syntymisen takia sekä siirtynyt kantoaallon fcw ympärille taajuusalueille fcw-m
ja fcw+m. Kantotaajuus fcw:llä taas on ensimmäinen monikerta taajuudella 2fcw. Lisäksi signaaliin on syntynyt DC-jännitekomponentti. (Miller ja Beasley 2002)
Modulaation ja demodulaation toimintaperiaatteen perusteella voidaan ymmärtää kuinka esikäsittelypiirin tulee toimia. Anturilta tulevan signaalin tasajännite- komponentti ei sisällä mittausdataa, joten se voidaan suodattaa pois. Tämän jälkeen signaalia täytyy vahvistaa, että signaali ei vaimene liikaa seuraavissa suodatinasteissa.
Vahvistuksen jälkeen signaalia kaistanpäästösuodatetaan, jolloin saadaan ylimääräinen taajuussisältö pois signaalista.
fcw fcw
f f
Uin Uout
dc 2fcw
fm fm 2fm 3fm fcw-m fcw+m
Kuva 3. Moduloidulle signaalille suoritettava AM-demodulaatio aikatasossa.
Ylimääräisen taajuussisällön poissuodattamisen jälkeen muodostetaan signaalille verhokäyrä eli signaali demoduloidaan. AM-demodulaatio tapahtuu verhokäyränilmaisimella, jossa signaali tasasuunnataan ja lisäksi signaalista suodatetaan ei-haluttu taajuussisältö pois. Tasasuuntaus toteutetaan diodilla ja ilmaisinkytkentään liitetään diodin lisäksi myös jännitteen putoamista hidastava RC- piiri. Suodatus taas tapahtuu alipäästösuodattimella. Koska AE-anturilta halutun signaalin taajuusalue on 0 – 10 kHz, mitoitetaan alipäästösuodatin 10 kHz:n rajataajuudelle. Näin saadaan suodatettua anturin mittaussignaalia suurempi taajuussisältö pois, jolloin jäljelle jää signaali, joka moduloi AE-anturissa kideoskillaattorilta saatua signaalia. Tämän jälkeen signaalia vahvistetaan ennen A/D- muunninta.
2.2 Työlle asetetut vaatimukset Työlle asetettiin seuraavat vaatimukset:
Piirille toteutettavat suodattimet ovat pääasiassa aktiivisia suodattimia.
Käyttöjännite piirille on yksipuoleinen.
0 1 2 3 4
x 10-4 -2
0 2
Moduloitu signaali
Aika [s]
Amplitudi
0 1 2 3 4
x 10-4 0
1 2
Kokoaaltotasasuunnattu moduloitu signaali
Aika [s]
Amplitudi
0 1 2 3 4
x 10-4 0
1 2
Demoduloitu signaali
Aika [s]
Amplitudi
Anturille on virransyöttö.
Mahdollisuus kytkeä esikäsittelypiirin käyttöjännitteet tarvittaessa pois päältä akun varauksen säästämiseksi.
Kappaleessa 2.1 läpikäydyn kuvauksen ja asetettujen vaatimuksien mukaan suunnitellaan esikäsittelypiiri, jonka komponenttien mitoitus ja simulointi käydään läpi kappaleissa 3 ja 5. Esikäsittelypiirin suunnittelussa otetaan huomioon olemassa oleva Kistlerin 8152B211-anturi suodattimien rajataajuuksia valitessa. AE-anturista ulostulevalle signaalille mitattiin noin 2,2 V DC-jännitekomponentti ja suurimmillaan noin 4 V AC-jännitekomponentti. Mitattua suurinta AC-jännitettä ei voida pitää maksimina, mutta suuntaa-antavana tuloksena.
3 ESIKÄSITTELYPIIRIN SUUNNITTELU
Elektronisten suodattimien suunnitteluun löytyy monia oppaita niin kirjallisuudesta kuin myös Internetistä. Aktiivisia suodattimia käsittelevät mm. Thomas Floyd kirjassaan Electronic Devices sekä Sedra ja Smith kirjassaan Microelectronic Circuits.
Lisäksi Internetistä löytyy Texas Instrumentsin julkaisemia oppaita suodattimien suunnittelusta eri tarkoituksiin. Tässä työssä komponenttien mitoituksen ohessa esitetyt kytkentäkaaviot ovat valmiista esikäsittelypiirin prototyypistä ja komponenttien arvot ovat saatu esitettyyn muotoon sekä simulointitulosten että piirille suoritettujen mittauksien perusteella.
Esikäsittelypiirille asetettujen vaatimusten mukaan suodattimiksi valittiin aktiiviset suodattimet. Passiivisiin suodattimiin verrattuna aktiivisilla suodattimilla saavutetaan muutama merkittävä etu. Koska aktiivisissa suodattimissa käytetään vahvistavia elementtejä, erityisesti operaatiovahvistimia, signaalia voidaan vahvistaa suodatinkytkennässä, mutta tässä sovelluksessa vahvistus toteutetaan erillisenä suodattimista. Myös aktiivisen suodattimen taajuusvasteen muodosta saa passiivista paremman. Aktiiviset suodattimet ovat yleensä helpompia suunnitella ja niillä ei tarvitse käyttää suodatintopologioissa keloja. (Lacanette 1991) Passiivisia suodattimia kuitenkin käytetään piirissä DC-tason poistamiseen ja operaatiovahvistimien käyttöjännitteen suodattamiseen 100 nF kondensaattoreiden kautta maahan. Piirin käyttöjännitteeksi UCC määrättiin 15 V ulkoisesta akusta ja käyttöjännitteen syöttöä ohjataan FPGA:lla.
3.1 Etuaste
Esikäsittelypiirin etuaste, johon anturilta tulevat signaalit tuodaan ja josta anturin tarvitsema virta syötetään, muodostuu passiivisesta ja aktiivisesta alipäästö- suodattimesta sekä vahvistimesta. Passiivinen alipäästösuodatin toimii DC-tason eristäjänä anturin noin 2,2 V:n DC-tason ja esikäsittelypiirin noin UCC/2 DC-tason välillä. Jälkimmäisen DC-tason tehtävänä on luoda virtuaalimaa eli nostaa signaalin nollataso puoleenväliin käyttöjännitettä. Yleensä operaatiovahvistinkytkennöissä on käytössä kaksipuolinen käyttöjännite UCC, jolloin virtuaalimaa muodostuu käyttö- jännitteiden puoleenväliin 0 V ja jännitteenjakoa ei tarvita. Virtuaalimaan muodostamisella vältytään siltä, että signaali päätyisi lähelle operaatiovahvistimen jännitteen jompaakumpaa ääriarvoa, 0 V tai UCC, josta operaatiovahvistin palautuu hyvin hitaasti. Tämä ei-haluttu ilmiö ilmenee signaalissa sen muodon vääristymisenä.
Esimerkkinä operaatiovahvistimen tuloon saapuva sinisignaali voi lähdössä näyttää enemmän kanttiaallolle.
Toteutettu etuaste annettiin osin valmiina koostuen alipäästösuodattimesta, jonka tehtävänä on suodattaa pois suurtaajuiset harmoniskomponentit. Alipäästö- suodatinkytkentää täydennettiin jännitteenjaolla, joka toteutettiin 82 kΩ vastuksilla.
Anturin ja etuasteen DC-tasoja erottavan kondensaattorin arvo valitaan siten, että muodostuvan passiivisen ylipäästösuodattimen rajataajuus on mahdollisimman pieni.
Ylipäästösuodattimen rajataajuudelle tunnetaan yhtälö (Floyd 2005)
c
1 . f 2
RC
(1)
Valittu kondensaattorin kapasitanssi on 300 nF, jolloin rajataajuudeksi voidaan laskea kuvan 4 komponenttien C100 ja R102 avulla
c 3 9
1 6,5 Hz.
2 82 10 300 10 F f
Anturin virransyöttö toteutetaan syöttämällä tasavirta käyttöjännitteestä, mutta rajoittamalla virtaa noin 4 mA:n virtaregulaattoridiodilla. Jännitteenjaon jälkeen on aktiivinen alipäästösuodatin, jonka tehtävänä on suodattaa pois suurtaajuuksiset harmoniskomponentit. Suodatuksen jälkeen signaalia vahvistetaan ennen seuraavia suodattimia varten. Kuvassa 4 esitetään etuasteen kytkentäkaavio.
Kuva 4. Esikäsittelypiirin etuasteen kytkentäkaavio. Valmiina annettu kytkentä on rajattu katkoviivalla.
Akustisen emission anturin datalehdestä (Kistler 2007) saadaan selville, että anturi tarvitsee jatkuvan 3 – 6 mA:n virran. Anturin virransyöttöön valittiin American Power Devicesin valmistama virtaregulaattoridiodi 1N5314, joka muun muassa elektroniikkajälleenmyyjä Farnellin mukaan rajoittaa virran 4,7 mA:aan.
Operaatiovahvistimina esikäsittelypiirillä käytettiin Analog Devicesin AD826:sta, joka datalehden (Analog Devices 2000) mukaan omaa toiminta-alueen hyvin laajalla taajuuskaistalla ja on enemmän kuin riittävä tarvittavalle noin 800 kHz:n taajuuskaistalle. Lisäksi datalehti mainitsee operaatiovahvistimen kuluttavan vähän virtaa, maksimissaan 7,5 mA per vahvistin, joten operaatiovahvistin on sopiva myös akkukäyttöä silmälläpitäen.
Suodattimen jälkeen tulevalle vahvistimelle luodaan virtuaalimaa käyttämällä jännitteenjaossa suuriresistanssisia 100 kΩ vastuksia, R106 ja R107. (Carter 2000) Vahvistimen kytkentäkaavio esitettiin kuvassa 4, jossa vahvistimena toimii U1B ja sen takaisinkytkentähaara. Vahvistimen vahvistus A voidaan laskea kuvan 4 vastuksista yhtälöillä (Floyd 2005)
105 104
105
out in
R R
A R
U AU
. (2)
Tällöin vahvistukseksi A saadaan laskennallisesti 31.
0
Ucc
0
0
Ucc
0
Ucc
0
0
ANTURI
BPF
R105 10k R104 300k U1A
AD826/AD 3 +
2 - V+8V-4
OUT 1 R103
82k
U1B
AD826/AD 5 +
6 - V+8V-4
OUT 7 R102
82k C100
300n
R101
10k
R100
22k
R107
100k R106
100k C101
4.7p D1
D1N5314
C21 100n C22
100n
3.2 Kaistanpäästösuodatin
Signaalin alipäästösuodattamisen ja vahvistamisen jälkeen signaalista suodatetaan pois tarpeeton taajuussisältö taajuusalueen 100 – 800 kHz ulkopuolelta. Tämä toteutetaan kahdella toisen kertaluvun Sallen-Key-topologian suodattimella. Sallen- Key-topologia mahdollistaa suodattimelta lähtevän signaalin vahvistamisen takaisinkytkentävastusten R3 ja R4 arvoja muuttamalla, kuva 5. (Mancini, et al. 2002) Toisen kertaluvun eli kaksinapaisella suodattimella saavutetaan siirtymäkaistalla vaimennus 40 dB per dekadi, joka on taajuuserotteluun riittävän hyvä. Sallen-Key- alipäästösuodattimen kytkentäkaavio esitetään kuvassa 5. Sallen-Key-ylipäästö- suodattimessa vastukset R1 ja R2 vaihtavat paikkaa kondensaattoreiden C1 ja C2 kanssa, kuva 6.
Kuva 5. Sallen-Key-alipäästösuodattimen kytkentäkaavion yleinen muoto. (Mancini, et al. 2002)
Kuva 6. Sallen-Key-ylipäästösuodattimen kytkentäkaavio yksikkövahvistuksella. (Mancini, et al.
2002)
Suodattimen suunnitteluun tarvittavissa yhtälöissä on käytössä parametreja, joiden arvot riippuvat siitä, millainen suodatin halutaan toteuttaa. Lähteestä (Mancini, et al.
2002) on saatavilla valmiit parametrit Bessel-, Butterworth- ja Tschebyscheff- suodattimien toteutukseen Sallen-Key-topologialle, ja nämä ovat esitetty taulukossa 1.
C1 R2 R1
C2
UIN
UOUT
R4
R3
UIN
UOUT R2
C2 C1
R1
Taulukko 1. Sallen-Key-suodattimen parametrit. (Mancini, et al. 2002)
Toisen kertaluvun Bessel Butterworth 3-dB Tschebyscheff
a1 1,3617 1,4142 1,065
b1 0,618 1 1,9305
Q 0,58 0,71 1,3
R4/R3 0,268 0,568 0,234
Valitulla topologialla toteutettavaksi suodattimeksi valitaan Butterworth, koska tämän suodattimen taajuusvaste on tehtävään sopivin. Kuvassa 7 on esitetty Bessel-, Butterworth- ja Tschebyscheff-suodattimien taajuusvasteiden kuvaajat, joista voidaan huomata, että Tschebyscheff-suodattimella taajuusvaste lähtee laskuun rajataajuuden jälkeen huomattavasti jyrkemmin kuin muilla suodattimilla. Tschebyscheff- suodattimella on kuitenkin päästökaistalla rajataajuuden läheisyydessä värettä, jota ei haluta. Esikäsittelypiirin suodattimeksi valitaan Butterworth, koska Butterworth- suodattimella on Bessel-suodatinta terävämpi taajuusvasteen lasku rajataajuudella.
Kuva 7. Bessel-, Butterworth- ja Tschebyscheff-suodattimien vahvistus taajuuden funktiona. (Mancini, et al. 2002)
3.2.1 Mitoitukseen tarvittavat yhtälöt
Suodatinsuunnitteluun tarvittavat yhtälöt löytyvät lähteestä (Karki 2002), jonka lisäksi niitä esitellään myös lähteissä (Carter 2000, Mancini, et al. 2002). Karki esittää suodattimen rajataajuuden laskemiselle yhtälön
c
1
2 mn
f
RC
, (3)
10−1 100 101
−40
−30
−20
−10 0 10
Taajuus [Hz]
Vahvistus[dB]
Bessel Butterworth Tschebyscheff
joka pätee sekä ali- että ylipäästösuodattimelle. Yhtälön muuttujat m ja n valitaan seuraavien yhtälöiden avulla
1 1
2 2
m
n
R R C C
R R C C
. (4)
Mancini, et al. esittävät yhtälöä (3) vastaavan yhtälön, jossa mn on korvattu a1:llä, jonka arvot ovat esitetty taulukossa 1. Butterworth-tyyppiselle suodattimelle a1 = 2 .
Yksinkertaistetaan alipäästösuodattimen suunnittelua valitsemalla m = 1, eli kuvan 5 vastukset R1 ja R2 yhtä suuriksi. Tällöin n = 2 ja
2 2 1
C C . (5)
Tarvittaessa voitaisiin laskea kapasitanssien suhde myös muillekin suodatintyypeille valitsemalla eri a1:n arvo. Yhtälöiden (3) ja (4) avulla saadaan kondensaattoreiden kapasitanssille C1 yhtälö
1
c 2
1 ,
2 2
C f R (6)
jossa vastuksen R2 resistanssi voidaan päättää itse.
Ylipäästösuodattimen tapauksessa valitaan kuvan 6 kapasitanssit C1 ja C2 yhtä suuriksi, jolloin yhtälön (4) n = 1 ja m = 2. Tällöin resistanssien suhteeksi tulee
1 2 .2
R R (7)
Ylipäästösuodattimelle vastuksen R2 arvo voidaan laskea yhtälön (6) avulla, kun valitaan kondensaattorin C1 kapasitanssi itse. Kun R2 on selvillä, voidaan laskea R1
yhtälöllä (7).
3.2.2 Komponenttien mitoitus
Alipäästösuodattimelle saadaan laskettua halutut arvot yhtälöiden (5) ja (6) avulla.
Suodattimesta tiedetään, että ylempi rajataajuus fc = 800 kHz ja vastuksien R1 ja R2
resistansseiksi valitaan E24-sarjasta 1,5 kΩ. Nyt laskemalla yhtälöllä (6) saadaan
1 3 3
1 0,1 nF
2 800 10 Hz 1,5 10 2
C
Nyt voidaan laskea arvo C2:lle käyttäen yhtälöä (5)
2 2 1 0, 2 nF C C
Kondensaattoreiden E6-sarjasta saadaan kondensaattoreille arvot C1 = 0,1 nF ja C2 = 0,22 nF. Nyt kun lasketaan rajataajuus yhtälöä (6) soveltamalla ja kapasitanssin arvolla C = 0,1 nF saadaan alipäästösuodattimen rajataajuudeksi
c 9 3
1 750 kHz
2 0,1 10 nF 1,5 10 2
f ,
joka on riittävän suuri alipäästösuodattimen rajataajuudeksi.
Ylipäästösuodattimen komponenttien arvot lasketaan yhtälöillä (6) ja (7). Samaan tapaan kuin alipäästösuodattimella suunnittelun yksinkertaistamiseksi valittiin vastusten resistanssien arvot samoiksi, ylipäästösuodattimella valitaan kondensaattoreille C3 ja C4 kapasitanssien arvoiksi 50 pF. Ylipäästösuodattimen rajataajuudeksi halutaan noin 150 kHz. Yhtälön (6) avulla saadaan kuvan 6 vastukselle R2 resistanssiksi
2 3 12
1 15 k
2 150 10 Hz 50 10 F 2
R .
Nyt voidaan laskea yhtälön (7) avulla R1:lle resistanssiksi
1 2 2 30 k R R .
Valitaan vastuksille E24-sarjasta arvot R1 = 33 kΩ ja R2 = 15 kΩ.
Ylipäästösuodattimelle tarvitaan vielä virtuaalimaa, joka toteutetaan 100 kΩ:n vastuksilla. Lähteen (Carter 2000) mukaan virtuaalimaa sijoitetaan vastuksen R1
normaalisti maahan kytkettävään kantaan. Lisäksi valmiille esikäsittelypiirille tehdyissä mittauksissa huomattiin, että näillä vastuksen arvoilla ylipäästösuodatin muistutti taajuusvasteeltaan Tschebyscheff-suodatinta, joten vastusten arvoja vaihdettiin keskenään. Kaistanpäästösuodattimen kytkentäkaavio on esitetty kuvassa 8.
Kuva 8. Esikäsittelypiirin kaistanpäästösuodattimen kytkentäkaavio.
3.3 Verhokäyränilmaisin
Kun signaalista on suodatettu ylimääräinen taajuussisältö pois, sille muodostetaan verhokäyrä. Ilmaisintyypeistä yksi yksinkertaisimmista ja tehokkaimmista on diodi- ilmaisin. Kytkentänä tällainen verhokäyränilmaisin ei ole monimutkainen; riittää vain diodi, kondensaattori ja vastus, kuva 9. Kondensaattori latautuu nopeasti diodin pienen resistanssin läpi, mutta purkautuu hitaasti vastuksen läpi. Vastuksen ja kondensaattorin arvojen on tarkoitus muodostaa lyhyt aikavakio, koska demoduloitava hyötysignaali sijoittuu alle 10 kHz:n taajuusalueelle. Aikavakion yhtälö on
RC. (8)
Lähtösignaali siis nousee nopeasti tulosignaalin tahdissa, mutta laskee hitaasti tulosignaalin huippuarvosta. (Miller ja Beasley 2002) Täten lähtösignaali näyttää kuvan 3 alimmalta kuvaajalta.
Kuva 9. Diodiverhokäyränilmaisimen kytkentäkaavio. (Miller ja Beasley 2002)
Etuja diodi-ilmaisimelle ovat muun muassa hyväksyttävät häiriötasot suurimpaan osaan AM-modulaatiosovelluksia ja hyviä hyötysuhteeltaan. Hyvin suunniteltuna hyvä hyötysuhde on saavutettavissa. Vahvistuksen puuttuminen lasketaan diodi- ilmaisimelle haitaksi. (Miller ja Beasley 2002)
0
Ucc
0
0
Ucc
0 0
Ucc
0
BPF
ENVL R31
1.5k
R108
100k C31
0.2n
C32 100n
C41
0.05n C40
0.05n
C42 100n R30
1.5k
R40 15k C30
0.1n
U2A
AD826/AD 3 +
2 - V+8V-4
OUT 1
R109
100k R41
33k
U2B
AD826/AD 5 +
6 - V+8V-4
OUT 7
C
UIN UOUT
R D
3.3.1 Komponenttien mitoitus
Verhokäyränilmaisimen komponenttien mitoitus sisälsi sovellukseen sopivan diodin valinnan sekä vastuksen ja kondensaattorin mitoituksen sopivan aikavakion saavuttamiseksi. Diodiksi valikoitui BAT721-Schottky-diodi. Schottky-diodin datalehdestä (NXP 2006) selviää, että se soveltuu muun muassa erittäin nopeisiin kytkentäsovelluksiin, joten käyttötarkoitukseen se on parempi kuin riittävä.
Vastuksen arvoksi mitoitettiin 10 kΩ ja kondensaattorin arvoksi 4,7 nF. Tällöin aikavakioksi saadaan yhtälöllä (8) 47 µs. Tämä on riittävän lyhyt aikavakio, sillä 10 kHz signaalilla jaksonaika on 100 µs. Toteutetuksi verhokäyränilmaisimeksi saatiin kuvan 10 mukainen kytkentä.
Kuva 10. Esikäsittelypiirin verhokäyränilmaisimen kytkentäkaavio.
3.4 Jälkisuodatus ja -vahvistus
Kun moduloidusta signaalista on saatu demodulaatiolla erotettua kantoaalto ja anturisignaali, suodatetaan signaalista vielä pois yli 10 kHz taajuudet, jotka ovat tarpeettomia. Suodattamisen lisäksi signaalia vahvistetaan ennen A/D-muunnosta.
Alipäästösuodattimen mitoitukseen tarvittavat yhtälöt on esitetty kappaleessa 3.2.1 ja vahvistimen suunnitteluun tarvittavat tiedot esiteltiin kappaleessa 3.1.
Ensimmäisenä jälkisuodatukseen muodostetaan jännitteenjako 100 kΩ vastuksilla.
DC-tason erottajaksi valitun kondensaattorin kapasitanssi oli 400 nF. Näillä saadaan syntyvän passiivisen ylipäästösuodattimen rajataajuudeksi yhtälöllä (1) noin 20 Hz.
Rajataajuus voisi olla pienempikin, sillä ylipäästösuodattimen tarkoitus on vain erottaa DC-tasot toisistaan.
Aktiivisen alipäästösuodattimen mitoitus tehtiin yhtälöiden (3) ja (4) avulla. Kuten kappaleessa 3.2, alipäästösuodattimen suunnittelua helpotettiin valitsemalla vastusten
0
ENVL LPF
C52 4.7n D52
BAT721/PLP R51
10k
resistanssit yhtä suuriksi. Tämän jälkeen kondensaattoreiden kapasitanssit mitoitetaan yhtälöiden (5) ja (6) avulla. Valitaan vastuksien arvoiksi 15 kΩ, jolloin kuvan 5 kondensaattorille C1 saadaan kapasitanssiksi noin 0,75 nF. Kapasitanssien standardiarvoista löytyy kondensaattoreille arvo 750 pF, mutta valitaan sen sijaan hieman isompi kapasitanssi 820 pF. Tällä arvolla saadaan kondensaattorin C2
kapasitanssin arvoksi 1,64 nF, mutta valitaan taas suurempi arvo 1,8 nF.
Jälkivahvistin mitoitetaan kuten kappaleessa 3.1. Valitaan operaatiovahvistimen takaisinkytkentään vastukset resistansseiltaan 52 kΩ ja 5,1 kΩ. Näillä resistansseilla saadaan yhtälöllä (2) lasketuksi vahvistukselle arvoksi noin 11. Kuten etuasteessa, myös nyt muodostetaan 5,1 kΩ vastuksen maahan kytkettävään jalkaan virtuaalimaa jännitteenjaolla käyttäen 100 kΩ vastuksia. Valmis jälkikäsittelyn piirikaavio on esitetty kuvassa 11.
Kuva 11. Esikäsittelypiirin jälkisuodatuksen ja -vahvistuksen kytkentäkaavio.
Jälkivahvistuksen jälkeen lasketaan signaalin DC-taso noin 2 V:iin, sillä käytettävän A/D-muuntimen tulon alue on 0 – 5 V. Kuten aiemmin, toteutettavalla jännitteenjaolla ja DC-tasojen erottamisella muodostuu passiivinen ylipäästösuodatin. Jännitteenjako toteutettiin 100 kΩ ja 20 kΩ vastuksilla. DC-tasojen erotukseen valittiin 1 µF kondensaattori, jolloin yhtälöllä (1) voidaan laskea rajataajuudeksi noin 0,8 Hz.
Kuvassa 12 on esitelty lopullinen DC-tason asetuspiiri, jossa katkoviivalla on merkitty
0
Ucc
0
Ucc
0
0
Ucc
0
0
Ucc
0
LPF
BUFFER
C61
1.8n R61
15k
R73 62k C62
R60 100n
15k
U3A
AD826/AD 3 +
2 - V+8V-4
OUT 1 R55
100k
R1060
100k C60
0.82n
C70 100n
R56 100k
R72 5.1k U3B
AD826/AD 5 +
6 - V+8V-4
OUT 7 C1000
400n
R1070
100k
passiivinen alipäästösuodatin, joka lisättiin Elektroniikan suunnittelukeskuksella piirilevyn valmistusvaiheessa eikä sitä suunniteltu tässä työssä.
Kuva 12. A/D-muunninta varten suunniteltu DC-tason asetuspiiri, jossa tässä työssä suunniteltu osuus on merkitty katkoviivalla.
4 KÄYTTÖJÄNNITTEEN SYÖTTÖ
Koska AE-anturia ei välttämättä haluta pitää aina päällä, halutaan akun varauksen säästämiseksi liittää kytkentään FPGA:lta ohjattava käyttöjännitteen ohjaus. Tämä päätettiin toteuttaa MOSFET:llä, jonka hilalle tuotaisiin FPGA:lta signaali, jonka ollessa 5 V (ylhäällä) MOSFET päästäisi läpi käyttöjännitteen esikäsittelypiirille.
FPGA:lta tulevan signaalin ollessa 0 V (alhaalla) MOSFET estäisi virran kulkemisen lävitseen. Kytkentä olisi siis hyvin yksinkertainen toteuttaa. Kytkentään valittiin MOSFET:ksi FDC658P. Elektroniikan suunnittelukeskuksella käyttöjännitteen ohjaus sai kuvan 24 mukaisen muodon.
Parannusehdotus kytkentään on kummankin MOSFET:n muuttaminen BST82:ksi kytkennän yksinkertaistamiseksi, jolloin esikäsittelypiiriä valmistaessa ei tarvitse tilata useamman tyyppistä MOSFET:iä.
0
Ucc
BUFFER ADC
C1
1u R1 100k R4
1k
R113
5.6k
R2 20k C2
1n
Kuva 13. Käyttöjännitteen ohjauksen kytkentäkaavio, jossa jälkeenpäin lisätyt komponentit ovat rajattu katkoviivalla.
5 ESIKÄSITTELYPIIRIN SIMULOINTI ORCAD-OHJELMISTOLLA
Komponenttien mitoituksen jälkeen suunniteltua piiriä simuloitiin OrCAD- piirisuunnitteluohjelmistolla. Simulointituloksina esitellään esikäsittelypiirin osien toimintaa taajuustasossa kappaleessa 5.1 ja aikatasossa kappaleessa 5.2.
Simulointitulokset saatiin simuloimalla liitteessä I esitettyä kytkentäkaaviota. AE- anturia mallinnettiin OrCAD:ssä amplitudimodulaattorilla, jossa tutkittava ilmiö kuvattiin 2 kHz:in siniaallolla jota moduloitiin 300 kHz:in siniaallolla. Kappaleessa 5.1 esitetyt taajuusalueen kuvaajat saatiin laskemalla kuvaaja yhtälöllä (Miller ja Beasley 2002)
out dB
in
20 log U
G U
, (9)
jolla saadaan laskettua kytkennän vahvistus GdB desibeleinä. Yhtälössä Pout on tarkasteltavan kytkennän lähtöjännite ja Pin kytkennän tulojännite. Simuloinnit suoritettiin kytkemällä simuloitavan osan tuloon AC-jännitelähde ja mittapää sekä osan lähtöön toinen mittapää. Simulaatio tehtiin AC-pyyhkäisyllä, jossa vaihtojännitteellä siirrytään määritellystä taajuusalueen alarajasta ylärajaan.
5.1 Simulaatiotulokset taajuustasossa
Ensimmäisenä esikäsittelypiiristä simuloitiin piirin etuaste, jonka vahvistuksen taajuusvaste esitetään kuvassa 14. Päästökaistalla vahvistukseksi saadaan noin 15,5 dB. Passiivinen ja aktiivinen suodatin asettavat rajataajuudet taajuuksille 12 Hz
FPGA
Ucc
0 0
+15V
R61 22k
T2
BST82 R66
22k
T1
FDC658P
ja 3,8 MHz. Taajuusvasteesta huomataan myös, että valmiina annettu operaatiovahvistinkytkentä asettaa rajataajuuden tarpeettoman korkealle. Tämän muuttamiseen ei kuitenkaan nähty tarvetta.
Kuva 14. Etuasteen vahvistus desibeleinä taajuustasossa.
Kaistapäästösuodattimen taajuusvaste esitetään kuvassa 15, josta huomataan, että suodattimet asettavat rajataajuudet taajuuksille 70 kHz ja 750 kHz. Tästä huomataan, että kaistanpäästösuodattimen alempi rajataajuus ei sijoitu mitoitetulle 150 kHz taajuudelle. Syy tälle on mitoitusvaiheessa tehty vastusten R1 ja R2 paikkojen vaihtaminen. Tällöin olisi tullut ottaa huomioon kerroin m = 2. Rajataajuus ei kuitenkaan poikkea niin radikaalisti 100 kHz:stä, että muutokseen olisi tarvetta.
Päästökaistan vahvistukseksi määräytyy 0 dB, eli vahvistus on 1 kuten pitääkin, sillä kaistanpäästösuodatinkytkentään ei suunniteltu vahvistavia osia.
Kuva 15. Kaistanpäästösuodattimen taajuusvaste.
Toisin kuin edellä käytyjen suodattimien kohdalla, verhokäyräilmaisimen vahvistuksen tarkastelu taajuustasossa ei ole olennaista. Verhokäyränilmaisimen toimintaa tarkasteltiin syöttämällä AM-moduloitua signaalia ilmaisinpiirin tuloon ja mittaamalla jännite tulosta ja lähdöstä. Simulaatiossa käytetty kantoaalto oli
Frequency
1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz 10MHz
20* LOG10(V(U1B:OUT)/V(C100:1)) -10
0 10 20
Frequency
10KHz 30KHz 100KHz 300KHz 1.0MHz 3.0MHz
20* LOG10(V(U2B:OUT)/V(R30:1)) -40
-20 0
sinimuotoinen signaali taajuudeltaan 300 kHz, jota moduloi 2 kHz taajuinen sinimuotoinen signaali. Kantoaallon amplitudi oli 2 V ja sillä oli 2 V DC- jännitekomponentti. Moduloivan signaalin amplitudi oli 200 mV ja sen DC- komponentti oli 200 mV. Taajuusvasteen laskennan sijaan tulo- ja lähtöjännitteille tehtiin OrCAD:lla analyysi nopealla Fourier-muunnoksella (FFT), josta selviää signaalien taajuussisällöt.
Kuvan 16 FFT-analyysistä nähdään, että AM-moduloitu tulosignaali koostuu kantoaallosta taajuudella 300 kHz ja sivukaistoista taajuuksilla 298 kHz ja 302 kHz.
Lisäksi taajuudella 2 kHz näkyy moduloivan signaalin taajuussisältö. Lähtösignaali taas koostuu vaimentuneesta kantoaallosta ja sen sivukaistoista. Lisäksi lähtösignaalista nähdään moduloidusta signaalista erotettu taajuus 2 kHz, joka on amplitudiltaan suurempi kuin tulosignaalissa. Lisäksi lähtösignaalissa on 2 kHz signaalin monikertoja, jotka ovat amplitudiltaan hyvin pieniä ja eivät erotu kuvasta 2.
Myös kantoaallon sivukaistoilla esiintyy pieniamplitudisia monikertoja. Piirissä tapahtuva AM-demodulaatio noudattaa täten käänteisenä kuvassa 2 esitettyä modulaatiota.
Kuva 16. Verhokäyräilmaisinpiirin tulo- (yllä) ja lähtösignaalin (alla) FFT-analyysi.
Frequency
0Hz 40KHz 80KHz 120KHz 160KHz 200KHz 240KHz 280KHz 310KHz
V(D52:1) 0V
400mV 800mV
Frequency
0Hz 40KHz 80KHz 120KHz 160KHz 200KHz 240KHz 280KHz 310KHz
V(C52:2) 0V
400mV 800mV
Pääteastetta simuloitiin käyttämällä AC-jännitelähdettä, kuten etuasteen ja kaistanpäästösuodattimen tapauksessa. Verhokäyräilmaisimen jälkeen tulevan alipäästösuodattimen rajataajuus sijoittuu taajuudelle 9 kHz. Passiivinen ylipäästösuodatin asettaa alemman rajataajuuden taajuudelle 8 Hz.
Alipäästösuodattimen jälkeen tulevalla vahvistimella saadaan päästökaistan vahvistukseksi 6,5 dB. Pääteasteen taajuusvasteeksi saadaan kuvan 17 mukainen kuvaaja.
Kuva 17. Esikäsittelypiirin pääteasteen taajuusvaste.
Lopuksi tarkasteltiin simulaatiolla A/D-muuntimen tulolle suunniteltua DC- jännitetason asetuspiiriä. Kuvasta 18 nähdään, että piirin ylipäästösuodatin asettaa alemman rajataajuuden 30 Hz:iin ja alipäästösuodatin 200 kHz:iin. Alempi rajataajuus on korkeampi kuin aiempien ylipäästösuodattimien rajataajuus, joten rajataajuutta on varaa laskea. Koska piiri koostuu passiivisista suodattimista, päästökaistan vahvistukseksi ei saada 0 dB vaan vahvistus jää noin –1,9 dB:iin. Tällöin lähtösignaali vaimenee päästökaistalla noin 80 %:iin tulosignaalista.
Kuva 18. A/D-muuntimen DC-jännitetason asetuspiirin taajuusvaste.
Frequency
1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz
20* LOG10(V(U3B:OUT)/V(C1000:2)) -80
-40 0 40
Frequency
1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz
20* LOG10(V(C1:1)/V(R4:2)) -40
-20 0
5.2 Simulaatiotulokset aikatasossa
Aikatason simulointi suoritettiin käyttämällä simulaatiomallissa lähteenä edellä esitettyä 300 kHz kantoaaltoa, jota moduloitiin 2 kHz sinisignaalilla. Tällaisen signaalin aikatason esitys 2 ms:n jaksolta on esitetty kuvassa 19. Simulaatiossa käytetty kytkentä on esitetty liitteessä I, jossa on katkoviivalla rajattu anturia mallintava modulaattorikytkentä. Kuvasta 19 nähdään, että moduloidun signaalin amplitudi ei ole 2 kHz sinisignaalin amplitudi 200 mV vaan noin 1,6 V. Tämä vahvistus syntyy anturimallissa olevassa mikserissä.
Kuva 19. Simuloidun kytkennän AM-moduloitu tulosignaali.
Simulaatiossa käytetty tulosignaali ei juuri muuta muotoaan etuasteessa lukuun ottamatta vahvistusta. Etuasteen lähtösignaalin amplitudi on noin 9,5 V, kuva 20, joten tästä laskemalla yhtälöllä (9) vahvistusta saadaan noin 15,5 dB. Lähtösignaali on noin 6-kertainen tulosignaaliin verrattuna.
Kuva 20. Etuasteessa vahvistettu AM-moduloitu tulosignaali
Vahvistettu signaali suodatetaan kaistanpäästösuodattimessa, mutta koska käytetty tulosignaali sijoittuu taajuustasossa kokonaan päästökaistalle, ei signaalin muotoon
Time
0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms
V(C100:1) 2.0V
3.0V 4.0V
Time
0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms
V(U1B:OUT) 4V
8V 12V 16V
pitäisi tulla odottamattomia muutoksia. Signaali tähän asti on muodostunut vain positiivisesta puolijaksosta, mutta kaistanpäästösuodattimessa sille syntyy myös negatiivinen puolijakso, kuva 21. Tämä ei kuitenkaan vaikuta piirin toimintaan liian haitallisesti, sillä kaistanpäästösuodatuksen jälkeen tuleva verhokäyränilmaisin muodostaa 2 kHz signaalin myös tästä signaalimuodosta. Tämä johtaa kuitenkin signaalin huomattavaan vaimenemiseen. Tässä vaiheessa ensimmäistä kertaa huomataan selvästi kuinka lähtösignaali asettuu 7,5V DC-jännitetasolle. AC- jännitekomponentti kaistanpäästösuodattimen lähtösignaalissa vaihtelee amplitudiltaan välillä 4,5 V.
Kuva 21. Kaistanpäästösuodatettu AM-moduloitu signaali.
Kappaleessa 3.3 selvitettiin verhokäyränilmaisimen toimintaperiaate. Kuvassa 22 on esitetty verhokäyränilmaisimelta lähtevä signaali ja tästä huomataan, kuinka kuvan 21 suurtaajuinen signaali on muotoutunut matalataajuiseksi sinisignaaliksi. Signaaliin on jäänyt suuritaajuinen jännitekomponentti, joka näkyy sinisignaalissa rosoisena väreenä. Lähtösignaalin amplitudi on noin 4,5 V. Signaalissa on nähtävissä DC- jännitekomponentin muutos, joka syntyy verhokäyränilmaisimessa.
Kuva 22. Verhokäyränilmaisimen demoduloitu lähtösignaali.
Time
0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms
V(U2B:OUT) 0V
5V 10V 15V
Time
0s 5ms 10ms 15ms 20ms
V(R60:1) 5V
10V 15V
Esikäsittelypiirin lähtösignaali on esitetty kuvassa 23, josta nähdään kuinka kuvan 22 väre on suodattunut pois. Myös DC-jännitetason muutos on jäänyt ja korostunut.
Lähtösignaalin sinimuoto on leikkautunut ylhäältä, joka johtuu jälkivahvistimen suuresta vahvistuksesta. Simulaatiotuloksen saa tyydyttävämmäksi laskemalla jälkivahvistuksen virtuaalimaan DC-jännitetasoa ja pienentämällä vahvistusta.
Kuva 23. Alipäästösuodatettu ja demoduloitu signaali.
6 MITTAUSTULOKSET
Esikäsittelypiirille suoritetut mittaukset tehtiin käyttäen Agilent 54622D- oskilloskooppia ja Hameg HM8131-2-signaaligeneraattoria. Esikäsittelypiirin 15 V käyttöjännite saatiin Powerbox 6303DS-tasajännitelähteestä. Suodattimista mitattiin niiden päästökaistan vahvistus sekä taajuudet joilla vaimennus oli 3 dB ja 6 dB.
Näissä mittauksissa käytettiin kuvan 24 mukaista mittauskytkentää. Mittaukset suoritettiin tarkkailemalla oskilloskoopilla mitattavan osan lähtösignaalia ja vertailemalla sitä tulosignaaliin. Signaaleille suoritetut FFT-analyysit tehtiin myös oskilloskoopilla
Kuva 24. Mittauksissa käytetty mittalaitteisto. Kuvassa on esitetty esimerkkinä mittausjärjestely ylipäästösuodattimen (HPF) rajataajuuden mittaukselle.
Time
0s 5ms 10ms 15ms 20ms
V(C1:1) -4.0V
0V 4.0V 8.0V
HPF LPF
LPF
Signaaligeneraattori Oskilloskooppi
CH1 CH2 OUT
6.1 Suodattimien rajataajuuksien ja vahvistimien mittaustulokset
Suodattimen päästökaistan vahvistus selvitettiin vertaamalla tulo- ja lähtösignaalin amplitudia tunnetulla päästökaistalla. Mittauksissa merkittiin ylös rajataajuus, jolla lähtösignaalin amplitudi alkoi muuttua päästökaistalta mitatusta amplitudista. Tätä rajataajuutta merkittiin 0 dB taajuutena. 3 dB:n vaimennus on noin 70 %:a alkuperäisestä amplitudista ja 6 dB:n vaimennus noin 50 %.
Liitteessä II on esitetty kuvissa 1 – 3 ensimmäisen, etuasteeseen kuuluvan alipäästösuodattimen oskilloskoopilla saadut rajataajuusmittaustulokset. Kuvissa 4 – 6 on esitetty mittaustulokset ylipäästösuodattimelle ja kuvissa 7 – 9 toiselle, pääteasteen alipäästösuodattimelle. Näistä mittauksista on koostettu tulokset taulukkoon 2.
Liitteessä esitetyissä kuvissa on näkyvillä myös oskilloskoopin mittaamat taajuudet signaaleille, joista ilmenee epätarkkuutta, sillä kuvateksteissä esitetyt taajuudet on otettu ylös signaaligeneraattorista.
Taulukko 2. Mittauksista saadut rajataajuudet ja päästökaistan vahvistus A suodattimille.
0 dB –3 dB –6 dB A
1. alipäästösuodatin 460 kHz 750 kHz 1 MHz 0 dB Ylipäästösuodatin 150 kHz 79 kHz 55 kHz –1.3 dB 2. alipäästösuodatin 5,5 kHz 10 kHz 12,8 kHz 0 dB
Saaduista tuloksista nähdään, että tavoitellut 3 dB:n vaimennuksen rajataajuudet 100 kHz ja 800 kHz eivät toteutuneet tarkasti. Ylipäästösuodattimelle mitoitettu 150 kHz rajataajuus laski 70 kHz:iin. Ottaen huomioon tavoitteena olleen 100 kHz, on eroa tavoitteeseen 50 kHz:in sijaan 30 kHz. Rajataajuuksiin on mahdollista vaikuttaa komponenttien valinnalla, joten muutos on tarvittaessa toteutettavissa. Ainoa asia, joka rajoittaa rajataajuuksien vapaata asettamista, on saatavilla olevien komponenttien resistanssien ja kapasitanssien arvojen valikoima.
Vahvistimien mittaustulokset ovat esitelty liitteessä III. Etuasteen vahvistimen kuvaajat on esitelty kuvissa 1 – 4, joissa vahvistimelle on syötetty eritaajuuksisia sinisignaaleita. Näistä nähdään, että vahvistin vääristää signaalia taajuusalueen 300 – 650 kHz ulkopuolella. Tarkastelemalla kuvaajia huomataan, että säröytyneissä
tapauksissa syy löytyy signaalin liiasta vahvistumisesta. Tähän voidaan vaikuttaa pienentämällä vahvistimessa vahvistuksen määrittävän vastustuksen resistanssia.
Yhtälöllä (9) voidaan laskea säröytyneelle signaalille vahvistukseksi noin 17 dB, jolloin lähtösignaali on yli 7-kertainen tulosignaaliin verrattuna. Säröytymättömän signaalin tapauksessa vahvistusta on noin 15,5 dB, jolloin lähtösignaali on 6-kertainen tulosignaaliin verrattuna.
Pääteasteen vahvistimen mittaustulokset ovat esitelty liitteen III kuvissa 5 ja 6, joissa taajuusalue on rajattu alle 10 kHz alueelle. Mittaustulokset ovat otettu taajuuksilla 1 ja 10 kHz. Näistä kuvista voidaan huomata, että etuasteen vahvistimella ilmenevää ylimääräistä vahvistusta ei ole, joka esiintyi simulaatiotuloksissa. Vahvistukseksi saadaan hieman yli 7 dB, eli signaali vahvistuu yli kaksikertaiseksi.
6.2 Amplitudidemodulaation mittaustulokset
AM-demodulaation toteutumista tarkasteltiin mittauksissa signaalin muodosta ja sen FFT-analyyseistä. Aikatason mittauksissa käytettiin AM-moduloituna signaalina kantoaalloltaan 500 kHz sinisignaalia, jota moduloitiin eritaajuuksisilla sinisignaalilla.
Mittaukset tehtiin esikäsittelypiirin tulosignaalille ja lähtösignaalille. Liitteessä IV on esitetty esikäsittelypiirissä tapahtuva AM-demodulaatio aikatasossa. Mittauksessa moduloivan sinisignaalin taajuutena käytettiin 1, 10 ja 200 Hz:iä, kuvat 1 – 3, sekä 5, 10 ja 20 kHz:iä, kuvat 4 – 6.
Kuvan 1 lähtösignaalin kuvaajasta nähdään, kuinka 1 Hz:n sinisignaali on vaimentunut noin neljäsosaan tulosignaalista demodulaation jälkeen olevien passiivisten ylipäästösuodattimien johdosta. Kuvissa 2 ja 3 lähtösignaalit ovat vahvistuneet tulosignaaliin verrattuna. Signaalimuoto tosin ei ole täydellinen siniaalto taajuuksilla 10 ja 200 Hz, sillä pientä epämuodostumaa on havaittavissa negatiivisella puolijaksolla.
Kuvissa 3 – 6 esitetään 5, 10 ja 20 kHz:n sinisignaalilla moduloidut tulosignaalit demoduloitujen lähtösignaalien kanssa. Verrattaessa näiden kuvien lähtösignaalien kuvaajia kuviin 1 – 3 huomataan, että lähtösignaalin sinimuoto on muodostunut paremmin eikä negatiivisella puolijaksolla ole havaittavissa epämuodostusta.
20 kHz:n signaalilla, kuva 6, huomataan kuinka lähtösignaali on vaimentunut alle puoleen tulosignaalista pääteasteen alipäästösuodattimen johdosta. Vahvistukseksi esikäsittelypiirille saadaan kuvien 1 – 6 perusteella alle kaksi koko tarkastellulla taajuusalueella.
Liitteessä V esitetään esikäsittelypiirin tulo- ja lähtösignaaleille oskilloskoopilla tehdyt FFT-analyysit. Mittauksissa käytetyn AM-moduloidun signaalin kantoaalto oli taajuudeltaan 500 kHz sinisignaali ja moduloiva oli 5 kHz:n sinisignaali. Kuvassa 1 kuvataan tulosignaalin taajuussisältöä, josta havaitaan keskellä oleva kantoaalto ja sen sivukaistat.
Ennen verhokäyrän muodostamista mitattujen AM-moduloitujen signaalien FFT- analyysi on esitetty kuvissa 2 ja 3. Kuvasta 2 huomataan, että signaalin taajuussisältö keskittyy matalan kohinan lisäksi taajuuksille 500 5 kHz. Taajuussisältö on vastaava kuin tulosignaalissa, mutta AM-moduloidun signaalin amplitudi on vahvistunut.
Kuvassa 4 esitetään verhokäyränilmaisimen jälkeen mitatun signaalin FFT-analyysi.
Analyysistä nähdään kuinka kantoaallon ympärille on muodostunut sivukaistan monikertoja. Lisäksi taajuudelle 5 kHz on muodostunut taajuuspiikki sekä sen monikertoja. Heikkoja taajuuspiikkejä on muodostunut myös 1 MHz:in lähistölle.
Verratessa kuvaa 4 kuvaan 2 huomataan, että kantoaalto ja sen sivukaistat ovat vaimentuneet.
Seuraavassa kuvassa 5 esitetään, kuinka kuvassa 4 esiintyneet kantoaalto, sivukaistat ja 1 MHz:in tuntumassa olleet taajuuspiikit ovat suodattuneet pois pääteasteen alipäästösuodattimessa. Kuvassa 6 on esitetty FFT-analyysi taajuusalueella 0 – 200 kHz, josta huomataan selkeämmin 5 kHz:in moduloiva taajuus ja sen monikerta taajuudella 10 kHz. Monikerta taajuudella 15 kHz on vaimentunut kohinan tasolle.
Kuvissa 7 ja 8 tarkastellaan vielä AM-demoduloidun signaalin FFT-analyysiä esikäsittelypiirin lähdössä. Näistä kuvista nähdään, että signaalin taajuussisältö ei ole
muuttunut merkittävästi. AM-demodulaation kulku taajuustasossa selviää hyvin kuvista 2, 4 ja 5.
7 YHTEENVETO
Työssä suunniteltiin ja toteutettiin akustisen emission anturille esikäsittelypiirin prototyyppi, jolla suoritettiin ylimääräisen taajuussisällön poissuodatus ja AM- demodulaatio. Mittaustuloksien valossa voidaan vetää johtopäätöksiä esikäsittelypiiriin kohdistuvista kehitysehdotuksista.
Toteutettujen suodattimien rajataajuudet olivat kohtuullisen lähellä tavoitteeksi asetettuja arvoja. Tarvittaessa näitä rajataajuuksien arvoja voidaan muuttaa mitoittamalla suodattimien komponenttien resistansseja ja kapasitansseja uudelleen.
Mitoituksessa tulee ottaa huomioon saatavilla olevien komponenttien suureiden arvot, jos halutaan säilyttää Butterworth-suodattimen taajuusvaste ja tarkkuus rajataajuuksissa. Pienimmällä mahdollisella komponentin arvon muutoksella ei välttämättä saavuteta halutun pientä rajataajuuden muutosta.
Esikäsittelypiirin vahvistimien mittaustuloksista saatiin selville, että etuasteen vahvistimessa on mahdollisesti liikaa vahvistusta ottaen huomioon vahvistimella käytössä olevan käyttöjännitteen. Tämän korjaamiseen tarvittava muutos on helppo toteuttaa valmiillekin piirille yksittäisen komponentin vaihtamisella pienempään.
Pääteasteen vahvistimesta ei havaittu samaa ongelmaa, joten voi olla mahdollista, että sen vahvistusta voitaisiin nostaa. Tämä tulisi tosin tehdä vasta tarpeen tullen, kun huomataan, ettei anturilta saatu signaali vahvistu tarpeeksi A/D-muunninta varten.
AM-demodulaation muodostaminen esikäsittelypiirillä onnistui mittausten perusteella kuten pitääkin. Verhokäyränilmaisimeen ei ole tarvetta ehdottaa muutoksia. Tähän työhön sisällettyjen mittauksien ulkopuolella huomattiin, että verhokäyrä muodostuu kohtuullisesti myös halutun taajuusalueen ulkopuolisilla taajuuksilla.
Yksi tapa toteuttaa vastaava esikäsittelypiiri olisi ollut suorittaa AE-anturin signaalin käsittely digitaalisesti FPGA:lla. Tällöin suodattimien rajataajuuksien asettaminen olisi ollut prototyypin testausvaiheessa helpompaa, koska fyysisiä komponentteja ei
olisi tarvinnut vaihtaa. Tämä toteutustapa vaatii huomattavasti paremmat taidot digitaalisesta signaalinkäsittelystä kuin kandidaatin tutkinto antaa.
LÄHDELUETTELO
(Analog Devices 2000)
(Carter 2000)
(Floyd 2005)
(Karki 2002)
(Kistler 2007)
(Lacanette 1991)
(Mancini, et al. 2002)
(Miller ja Beasley 2002)
(NXP 2006)
Analog Devices. AD826 - High-Speed, Low-Power Dual Operational Amplifier. [www] Rev. B. 2000. Saatavilla:
http://www.analog.com/static/imported- files/data_sheets/AD826.pdf
Carter, Bruce. A Single-Supply Op-Amp Circuit Collection. [www] Texas Instruments, 2000. Saatavilla:
focus.ti.com/lit/an/sloa058/sloa058.pdf
Floyd, Thomas L. Electronic Devices. 7th Edition.
Pearson Prentice Hall, 2005.
Karki, James. Analysis of the Sallen-Key Architecture.
[www] Texas Instruments, 2002. Saatavilla:
focus.ti.com/lit/an/sloa024b/sloa024b.pdf
Kistler. Piezotron® Sensor Acoustic Emission Sensor.
2007.
Lacanette, Kerry. A Basic Introduction to Filters – Active, Passive, and Switched-Capacitor. [www] National Semiconductor. 1991. Saatavilla: www.national.com/an/
AN/AN-779.pdf
Mancini, Ron, et al. Op Amps For Everyone. [www]
Texas Instruments, 2002. Saatavilla: focus.ti.com/lit/an/
slod006b/slod006b.pdf
Miller, Gary M., ja Jeffrey S. Beasley. Modern Electronic Communication. 7th Edition. Prentice Hall, 2002.
NXP. BAT721 series - Schottky barrier diodes in small packages. [www] Product Datasheet. 2006. Saatavilla:
www.nxp.com/documents/data_sheet/1PS76SB21_BAT7 21_SER.pdf
Kuva 1. Ensimmäisen alipäästösuodattimen 0 dB-rajataajuus 460 kHz.
Kuva 2. Ensimmäisen alipäästösuodattimen –3 dB-rajataajuus 750 kHz.
Kuva 3. Ensimmäisen alipäästösuodattimen –6 dB-rajataajuus 1 MHz.
Kuva 4. Ylipäästösuodattimen 0 dB-rajataajuus 150 kHz.
Kuva 5. Ylipäästösuodattimen –3 dB-rajataajuus 79 kHz.
Kuva 6. Ylipäästösuodattimen –6 dB-rajataajuus 55 kHz.
Kuva 7. Toisen alipäästösuodattimen 0 dB-rajataajuus 5,5 kHz.
Kuva 8. Toisen alipäästösuodattimen –3 dB-rajataajuus 10 kHz.
Kuva 9. Toisen alipäästösuodattimen –6 dB-rajataajuus 12,8 kHz.
Kuva 1. Etuasteen vahvistimen vahvistus taajuudella 100 kHz.
Kuva 2. Etuasteen vahvistimen vahvistus taajuudella 300 kHz.
Kuva 3. Etuasteen vahvistimen vahvistus taajuudella 650 kHz.
Kuva 4. Etuasteen vahvistimen vahvistus taajuudella 900 kHz.
Kuva 5. Pääteasteen vahvistimen vahvistus taajuudella 10 kHz.
Kuva 6. Pääteasteen vahvistimen vahvistus taajuudella 1 kHz.
Kuva 1. Esikäsittelypiirin AM-moduloitu tulosignaali (yllä), jonka kantotaajuus on 500 kHz ja moduloiva signaali 10 Hz ja AM-demoduloitu lähtösignaali (alla), jonka taajuus on 1 Hz.
Kuva 2. Esikäsittelypiirin AM-moduloitu tulosignaali (yllä), jonka kantotaajuus on 500 kHz ja moduloiva signaali 10 Hz ja AM-demoduloitu lähtösignaali (alla), jonka taajuus on 10 Hz.
Kuva 3. Esikäsittelypiirin AM-moduloitu tulosignaali (yllä), jonka kantotaajuus on 500 kHz ja moduloiva signaali 200 Hz ja AM-demoduloitu lähtösignaali (alla), jonka taajuus on 200 Hz.
Kuva 4. Esikäsittelypiirin AM-moduloitu tulosignaali (yllä), jonka kantotaajuus on 500 kHz ja moduloiva signaali 5 kHz ja AM-demoduloitu lähtösignaali (alla), jonka taajuus on 5 kHz.
Kuva 5. Esikäsittelypiirin AM-moduloitu tulosignaali (yllä), jonka kantotaajuus on 500 kHz ja moduloiva signaali 10 kHz ja AM-demoduloitu lähtösignaali (alla), jonka taajuus on 10 kHz.
Kuva 6. Esikäsittelypiirin AM-moduloitu tulosignaali (yllä), jonka kantotaajuus on 500 kHz ja moduloiva signaali 20 kHz ja AM-demoduloitu lähtösignaali (alla), jonka taajuus on 20 kHz.
Kuva 1. Esikäsittelypiirin moduloidun – kantoaalto 500 kHz ja moduloiva 5 kHz – tulosignaalin FFT- analyysi taajuusalueelta 400 – 600 kHz.
Kuva 2. Esikäsittelypiirin moduloidun – kantoaalto 500 kHz ja moduloiva 5 kHz – signaalin FFT- analyysi ennen verhokäyrän muodostamista taajuusalueelta 0 – 1000 kHz.
Kuva 3. Esikäsittelypiirin moduloidun – kantoaalto 500 kHz ja moduloiva 5 kHz – signaalin FFT- analyysi ennen verhokäyrän muodostamista taajuusalueelta 400 – 600 kHz.
Kuva 4. Esikäsittelypiirin demoduloidun – kantoaalto 500 kHz ja moduloiva 5 kHz – signaalin FFT- analyysi verhokäyrän muodostamisen jälkeen taajuusalueelta 0 – 1000 kHz.
Kuva 5. Esikäsittelypiirin demoduloidun – kantoaalto 500 kHz ja moduloiva 5 kHz – signaalin FFT- analyysi jälkisuodattamisen jälkeen taajuusalueelta 0 – 1000 kHz.
Kuva 6. Esikäsittelypiirin demoduloidun – kantoaalto 500 kHz ja moduloiva 5 kHz – signaalin FFT- analyysi jälkisuodattamisen jälkeen taajuusalueelta 0 – 200 kHz.
Kuva 7. Esikäsittelypiirin demoduloidun – kantoaalto 500 kHz ja moduloiva 5 kHz – lähtösignaalin FFT-analyysi taajuusalueelta 0 – 1000 kHz.
Kuva 8. Esikäsittelypiirin demoduloidun – kantoaalto 500 kHz ja moduloiva 5 kHz – lähtösignaalin FFT-analyysi taajuusalueelta 0 – 200 kHz.
