TEHOKERROINKORJATUN HAKKURITEHOLÄHTEEN TOTEUTUSVAIHTOEHDOT
Työn tarkastajat: Prof. Pertti Silventoinen TkT Mikko Kuisma
Lappeenrannassa 24.9.2008
Aki Penttinen Punkkerikatu 2 A 13 53850 Lappeenranta +358 40 5157382
TIIVISTELMÄ
Lappeenrannan teknillinen yliopisto Sähkötekniikan osasto
Penttinen, Aki
Tehokerroinkorjatun hakkuriteholähteen toteutusvaihtoehdot Diplomityö
2008
70 sivua, 72 kuvaa, 9 taulukkoa ja 4 liitettä Tarkastajat: Prof. Pertti Silventoinen
TkT Mikko Kuisma
Hakusanat: hakkuriteholähde, boost-topologia, bridgeless-topologia, hyötysuhde, tehoker- toimen korjaus, virtahystereesisäätö
Hyötysuhteen merkitys tehoelektroniikan järjestelmissä kasvaa jatkuvasti kun käytössä olevien järjestelmien määrä lisääntyy ja toisaalta energian hinta kallistuu. Hyötysuhteen lisäksi verkkovirran käyrämuotovaatimukset asettavat omat haasteensa sähköverkkoon lii- tettävien tehoelektroniikkajärjestelmien suunnittelulle. Tässä työssä tutkitaan häviöiden syntyyn vaikuttavia tekijöitä hakkuriteholähteissä ja pyritään löytämään keinoja hyötysuh- teen parantamiseksi.
Työssä analysoidaan 300 W – 2 kW tehoalueelle soveltuvat, tehokerroinkorjattujen AC/DC-hakkuriteholähteiden topologiavaihtoehdot ja arvioidaan niiden soveltuvuutta ta- vanomaisen boost-topologian korvaajaksi. Tarkastelussa otetaan huomioon kustannukset, toimivuus sekä saavutettu hyötysuhteen parantuminen verrattuna perinteisellä topologialla toteutettuun teholähteeseen.
Tarkasteltavat topologiat valitaan kirjallisuustutkimuksen perusteella. Valittujen topologi- oiden häviöt ja hyötysuhde selvitetään analyyttisin menetelmin sekä simuloimalla. Käytän- nön testausta varten suunnitellaan ja rakennetaan prototyyppi valitusta topologiasta.
ABSTRACT
Lappeenranta University of Technology Department of Electrical Engineering Penttinen, Aki
Power factor corrected switched mode power supply topologies Master’s Thesis
2008
70 pages, 72 figures, 9 tables and 4 appendices Examiners: Prof. Pertti Silventoinen
D.Sc. (Tech.) Mikko Kuisma
Keywords: switched mode power supply, boost topology, bridgeless topology, efficiency, power factor correction, current hysteresis control
Significance of efficiency in power electronic systems is continuously getting higher, since the amount of electronics systems in use is increasing and on the other hand energy costs are also increasing. In addition to that, meeting standards for current wave shape in sys- tems connected to electrical transmission network make designing of power electronic sys- tems more challenging. In this master’s thesis, different causes of loss in power supplies are studied and methods for improving efficiency are introduced.
In this thesis, power factor corrected switched mode power supply topologies for 300 W - 2 kW power range are analyzed and their suitability for replacing commonly used boost topology is evaluated. Factors considered in this review are cost, functionality and improvement of efficiency compared to traditional topology.
Selection of topologies included in review is based on literary study. Losses of selected topologies are inspected by analytical methods and by simulations. For practical testing a prototype of chosen topology is designed and constructed.
ALKUSANAT
Tämä työ on tehty Lappeenrannan teknillisen yliopiston sähkötekniikan osastolla Efore Oyj:n ja TEKES:in rahoittamassa tutkimusprojektissa. Kiitokset työni tarkastajille profes- sori Pertti Silventoiselle ja tekniikan tohtori Mikko Kuismalle. Haluan myös kiittää Eforen puolelta työssäni avustaneita Mika Sippolaa, Seppo Ritamäkeä ja Aki Lähdesmäkeä.
Lisäksi suuret kiitokset Elektroniikan suunnittelukeskuksen henkilökunnalle ja erityisesti Matti Iskaniukselle avusta prototyypin suunnittelussa ja toteutuksessa sekä kaikille muille joilta olen saanut neuvoja ja apua.
Omistan tämän työn vanhemmilleni, joilta olen saanut korvaamatonta tukea opiskeluai- kanani.
1. JOHDANTO 4
1.1 Tehokertoimen korjaus 4
1.2 Jatkuva ja epäjatkuva käämivirta 5
1.3 Häviöt 6
1.3.1 Johtumishäviöt puolijohteissa 6
1.3.2 Kytkentähäviöt puolijohteissa 7
1.3.3 Kelan häviöt 8
2. TOPOLOGIAVAIHTOEHDOT 9
2.1 Diodisilta ja boost 9
2.2 Dual boost 11
2.3 Totem pole 15
2.4 Kytkentäsuojapiirit 17
2.4.1 Dual boost ja kytkentäsuojapiiri 17
2.5 Kaksi- ja kolmikanavaiset toteutukset 19
3. ANALYYTTINEN TARKASTELU 20
3.1 Johtumishäviöt 21
3.1.1 Boost 21
3.1.2 Dual boost 23
3.2 Komponenttien hinnan suhde häviöllisyyteen 24
4. SIMULOINTI 26
4.1 Säätöpiiri 26
4.1.1 Lähtöjännitteen säätö 27
4.1.2 Muotokerroin 27
4.1.3 Kuormitusvirta 30
4.1.4 Virtahystereesi 34
4.2 Häviöt ja hyötysuhteet 38
5. PROTOTYYPPI 48
5.1 Topologian valinta 48
5.2 Analoginen säätöpiiri 48
5.2.1 Käämivirran mittaus 49
5.2.2 Jänniteikkuna 50
5.2.3 Tulojännitteen mittaus ja tasasuuntaus 52
5.2.4 Kytkentätaajuuden rajoittaminen 53
5.2.5 SR -kiikku 54
5.2.6 Kytkimien ohjaus 54
5.3 dSpace-säätö 56
5.4 Komponenttien mitoitus 58
6. MITTAUKSET 60
6.1 Mittausjärjestely 60
6.2 Värähtelyongelma 60
6.3 Transienttivasteet 64
7. JOHTOPÄÄTÖKSET 67
LÄHTEET 68
LIITTEET
Liite 1. Virtojen keski- ja tehollisarvojen integrointi Liite 2. Johtumishäviöt
Liite 3. Kokonaishäviöt simuloinnista Liite 4. Prototyypin piirikaavio
KÄYTETYT MERKINNÄT JA LYHENTEET A pinta-ala [m2]
B magneettivuontiheys [T]
C kapasitanssi [F]
D pulssisuhde
f taajuus [Hz]
i, I virta [A]
l pituus [m]
L induktanssi [H]
M muuntosuhde
N käämikierrosten lukumäärä
P teho [W]
R resistanssi [Ω]
t aika [s]
u, U jännite [V]
η hyötysuhde
µ permeabiliteetti [Tm/A]
AC vaihtovirta (alternating current) BNC liitintyyppi (Bayonet Neill-Concelman)
CCM jatkuva käämivirta (continous conduction mode) CRM kriittinen toimintatila (critical mode)
DCM epäjatkuva käämivirta (discontinous conduction mode) DC tasavirta (direct current)
EMI sähkömagneettinen häiriö (electromagnetic interference) FET kanavatransistori (field-effect transistor)
IGBT transistorityyppi (insulated-gate bipolar transistor)
MOSFET kanavatransistorityyppi (metal oxide semiconductor FET) PFC tehokertoimen korjaus (power factor correction)
PLL vaihelukittu silmukka (phase-locked loop) RF radiotaajuus (radio frequency)
rms tehollisarvo
SiC piikarbidi (silicon carbide) SR set/reset-kiikku
1. JOHDANTO
Energian kallistuessa ja elektroniikkalaitteiden määrän lisääntyessä hyötysuhteen merkitys tehoelektroniikan järjestelmissä kasvaa koko ajan. Hyötysuhteen pienikin parantaminen jatkuvatoimisessa järjestelmässä voi maksaa itsensä takaisin jo muutamassa vuodessa sääs- tyneinä energiakustannuksina. Lisäksi pienempi energiankulutus ja ympäristöystävällisyys ovat nousseet vahvoiksi myyntiargumenteiksi. Hyötysuhteen lisäksi verkkovirran käyrä- muotovaatimukset asettavat omat haasteensa sähköverkkoon liitettävien tehoelektroniikka- järjestelmien suunnittelulle.
Työ on tehty Efore Oyj:n ja TEKES:in rahoittamana tutkimusprojektina. Efore on vaativiin asiakaskohtaisiin teholähderatkaisuihin, tasasuunninjärjestelmiin ja niihin liittyviin huolto- ja korjauspalveluihin keskittynyt tehoelektroniikka-alan yhtiö, jonka tuotteita ja palveluja käyttävät ensisijaisesti telekommunikaatio-, teollisuusautomaatio- ja terveydenhuoltoalan yritykset. Projektin lähtökohtana oli tutkia häviöiden syntyyn vaikuttavia tekijöitä teholäh- teissä ja etsiä keinoja hyötysuhteen parantamiseksi.
Tässä työssä analysoidaan 300 W – 2 kW tehoalueelle soveltuvat, tehokerroinkorjattujen AC/DC-hakkuriteholähteiden topologiavaihtoehdot. Tarkoituksena on löytää vaihtoehtoja tavanomaiselle boost-topologialle. Valinnassa otetaan huomioon kustannukset, toimivuus sekä saavutettu hyötysuhteen parantuminen verrattuna perinteisellä topologialla toteutet- tuun teholähteeseen.
Työssä käydään aluksi läpi joitakin peruskäsitteitä sekä tarkastellaan häviöiden syntymistä teholähteessä. Toinen osa käsittää kirjallisuustutkimuksen, joka on tehty tieteellisistä jul- kaisuista sekä patenttitietokannoista. Tutkimuksessa on käsitelty eri topologiakandidaatte- ja, joista on valittu parhaiten soveltuvat jatkotarkasteluun. Sen jälkeen selvitetään valittujen topologioiden häviöt ja hyötysuhde analyyttisin menetelmin sekä simuloimalla. Käytännön testausta varten suunnitellaan ja rakennetaan prototyyppi valitusta topologiasta.
1.1 Tehokertoimen korjaus
Tehokerroin määritellään pätötehon suhteena loistehoon. Täysin lineaarisella resistiivisellä kuormalla tehokerroin on 1, jolloin tulojännite ja -virta ovat samanvaiheisia ja omaavat saman aaltomuodon. Tyypillinen hakkuriteholähde sen sijaan ei ole toiminnaltaan lineaari- nen vaan sen ottama virta on hyvinkin epälineaarista sisältäen harmonisia taajuuksia. Täl- löin tehokerroin jää huomattavasti alle yhden ja verkkohäiriöiden lisäksi siirtyvä loisteho
kuormittaa turhaan sähköverkkoa ja aiheuttaa häviöitä. Nykyiset standardit asettavat rajoi- tukset virtayliaalloille ja käytännössä tekevät tehokertoimen korjauksesta välttämättömän.
Aktiivisella tehokertoimen korjauksella (power factor correction, PFC) saadaan hakkurite- holähde toimimaan lähes ideaalisen kuorman tavoin verkosta katsottuna. Tehokertoimen korjauksella varustettu teholähde voi toimia jopa 0,99:n tehokertoimella. Tehokertoimen korjaus toteutetaan käytännössä siten että tulovirta pakotetaan seuraamaan tulojännitteen vaihetta ja aaltomuotoa. Kytkimellä katkotaan virtaa palasiin, tästä nimitys hakkuri. Ku- vassa 1.1 nähdään hakkurin toimintaperiaate, kuvassa alimpana ohjaussignaali, jolla kyt- kintä ohjataan. Virta nousee kytkimen johtaessa ja laskee kytkimen ollessa auki. Kun kyt- kentätaajuus on riittävän suuri verkkotaajuuteen nähden, voidaan virran rippeli suodattaa pois, jolloin verkkoon näkyy virran keskiarvon mukainen siniaalto. /1/, /2/, /3/
0 0
20.00m 20.00m
5.00m 5.00m
10.00m 10.00m
15.00m 15.00m
-350.0 -350.0
350.0 350.0
0 0
-166.7 -166.7
166.7 166.7
Kuva 1.1 Tehokertoimen korjauksella varustetun hakkuriteholähteen toimintaperiaate. Kuvassa tulojännite, tulovirta sekä kytkimen ohjaussignaali.
1.2 Jatkuva ja epäjatkuva käämivirta
Kun hakkuri toimii jatkuvalla käämivirralla eli CCM-tilassa (continous conduction mode), käämin virta vaihtelee määrättyjen rajojen sisällä eikä mene nollaksi kytkentäjaksojen vä- lillä. Tällainen tilanne on kuvassa 1.1. Epäjatkuvalla käämivirralla eli DCM-tilassa (dis-
continous conduction mode) käämin virta ehtii palata nollaan ja pysyä siellä hetken ennen uutta kytkentää, kuten tapahtuu kuvassa 1.2(a). Näiden toimintatilojen välissä on niin sa- nottu kriittinen toimintatila eli CRM-tila (critical mode), jossa käämivirta ehtii juuri käydä nollassa ennen uutta kytkentää. Kriittisestä toimintatilasta nähdään esimerkki kuvassa 1.2(b). Kuvien esimerkeissä kytkentätaajuus on laskettu erittäin pieneksi, jotta virran liik- keet saadaan näkyviin.
Kuva 1.2 Käämin virta (a) epäjatkuvalla käämivirralla ja (b) kriittisessä toimintatilassa.
Teholähde toimii CCM-tilassa, kun käämivirta on suurempi kuin virran rippeli ja DCM- tilassa jos käämivirta on rippeliä pienempi. Vaikka teholähde siis toimisi normaalisti CCM-tilassa, se voi pienellä kuormalla ajautua DCM-tilaan, kun käämivirta menee riittä- vän pieneksi. /1/,/2/
1.3 Häviöt
Tarkastellaan teholähteen eri komponenteissa syntyviä häviöitä.
1.3.1 Johtumishäviöt puolijohteissa
Puolijohteen pn-liitoksessa syntyy resistanssia, joka aiheuttaa johtumishäviötä puolijohteen johtaessa myötäsuuntaan. Yleensä estosuuntaisen jännitekestoisuuden parantaminen vai- kuttaa heikentävästi myötäsuuntaiseen resistanssiin. Tällä hetkellä myynnissä olevissa 500 V jännitekestoisissa MOSFET-kytkintransistoreissa myötäsuuntainen resistanssi on
parhaimmillaan alle 100 mΩ, ja jopa alle 50 mΩ:n FET:ejä on saatavilla. Tehodiodeissa myötäsuuntainen jännite on luokkaa 1,5 V nimellisvirralla. Ylimitoittamalla diodi suu- remmalle nimellisvirralle voidaan pienentää häviötä mutta hinta luonnollisesti nousee.
Toimintalämpötila vaikuttaa merkittävästi puolijohteiden myötäsuuntaiseen resistanssiin.
Diodiin lämpötilan kasvu vaikuttaa resistanssia pienentävästi, kun taas MOSFET:iin ja IGBT:hen resistanssia kasvattavasti. Jos minimoidaan johtumishäviöitä viimeiseen asti, kannattaakin ajaa diodeita kuumana ja transistoreita mahdollisimman hyvin jäähdytettynä.
/1/,/2/,/4/
1.3.2 Kytkentähäviöt puolijohteissa
Kun puolijohde siirtyy estotilasta johtavaan tilaan tai päinvastoin, syntyy siirtymäaikana kytkentähäviötä. Siirtymä ei voi tapahtua äärettömän nopeasti, joten syntyy suuri hetkelli- nen tehohäviö, kun puolijohteen yli vaikuttavat yhtä aikaa sekä merkittävä jännite että vir- ta. Mitä nopeampi siirtymä on, sitä pienemmäksi kytkentähäviöt jäävät, joten puolijohteen kytkentänopeus on ratkaisevassa asemassa. Tyypillisesti esimerkiksi MOSFET:in kytken- tään kuluu joitakin kymmeniä nanosekunteja. Puolijohdekytkimen toimintanopeuteen vai- kuttaa myös ohjainpiiri ja sen kyky syöttää virtaa kytkimelle.
Kytkentähäviöiden aiheuttama kokonaishäviö on suoraan verrannollinen kytkentätaajuu- teen. Kytkentätaajuuden kasvaessa luonnollisesti kytkentähäviöt kasvavat. Kytkentätaa- juutta kuitenkin pyritään nostamaan mahdollisimman ylös, koska suurempi taajuus mah- dollistaa pienempien induktanssien ja kapasitanssien käytön teholähteessä. Kelat ja kon- densaattorit ovat teholähteessä suurimpia ja kalleimpia komponentteja, joten niiden pienen- täminen on hinnan ja koon puolesta suotavaa. Teholähteen kytkentätaajuudelle voidaan määrittää ns. kriittinen taajuus, jonka ylittyessä kytkentähäviöt nousevat hallitseviksi suh- teessa muihin häviöihin. Kytkentätaajuuden kasvaessa edelleen ylitettyään kriittisen taa- juuden, alkaa teholähteen hyötysuhde heikentyä voimakkaasti. Käytännössä teholähde on tarkoituksenmukaista mitoittaa niin että kytkentätaajuus asettuu yli 20 kHz:n eli yli ihmi- sen kuulorajan ja toisaalta alle 150 kHz sillä sen yli menevät häiriötaajuudet ovat asetusten mukaan jo RF-taajuuksia.
Tyypillisessä käyttösovelluksessa on useampia puolijohteita, jotka vaihtavat tilaansa sa- manaikaisesti. Esimerkiksi MOSFET:in alkaessa johtaa, kytkeytyy diodi estosuuntaiseksi ja taas FET:in kytkeytyessä johtamattomaksi alkaa diodi johtaa. Tällöin onkin ilmeistä että näiden puolijohteiden kytkentäilmiöt vaikuttavat toisiinsa kytkentähetkellä. Yksinkertais- tettuna voidaan sanoa että hitaampi komponentti hidastaa nopeamman kytkeytymistä.
Kytkentähäviöitä voidaan pienentää ja torjua erilaisilla kytkentäsuojapiireillä eli snubbe- reilla. Näistä kytkentäsuojapiireistä kerrotaan enemmän kohdassa 2.4.
Kolme optimoitavaa ominaisuutta tehopuolijohteessa ovat siis jännitekestoisuus, myö- täsuuntainen resistanssi ja kytkentänopeus. Pn-liitoksen ominaisuuksista johtuen, yhden osa-alueen parantaminen huonontaa helposti kahta muuta, joten näiden välillä joudutaan tekemään kompromissi valittaessa käyttötarkoitukseen soveltuvaa puolijohdetta. /1/,/2/,/4/
1.3.3 Kelan häviöt
Kelan sydämessä syntyy hystereesihäviöitä sekä pyörrevirtahäviöitä. Käämissä syntyy ku- parihäviötä eli johtumishäviöitä sekä pyörrevirtahäviöitä.
Hystereesihäviöt aiheutuvat sydämen magneettivuontiheyden muutoksista. Sydämen mag- netisoiminen siis kuluttaa energiaa, eikä kaikkea saada muunnettua takaisin sähköenergiak- si, vaan osa muuttuu lämmöksi. Hystereesihäviöiden suuruuteen vaikuttaa sydänmateriaa- lin ohella käämivirran muutoksen suuruus sekä taajuus, teholähteen tapauksessa siis kää- mivirran rippelin suuruus sekä kytkentätaajuus. Magneettikenttä indusoi sydänmateriaaliin myös pyörrevirtoja. Pyörrevirtojen suuruus kasvaa kun sydänmateriaalin resistiivisyys pie- nenee. Sydänmateriaalin valintaa vaikuttaa lisäksi materiaalin kyllästysvuontiheys, joka määrää käytännössä maksimikäämivirran, jonka sydän kestää kyllästymättä. Esimerkiksi ferriitit ovat erittäin resistiivisiä, joten pyörrevirrat jäävät vähäisiksi mutta kyllästysvuonti- heys on niillä vaatimaton.
Käämin kuparin resistiivisyys aiheuttaa käämissä johtumishäviöitä. Paksummalla käämi- tyksellä johtumishäviöitä voidaan pienentää mutta virranahdon vuoksi pyörrevirrat kasva- vat. Virranahto pyrkii lisäämään virran tiheyttä johtimen pintaosassa ja vähentämään sitä johtimen sisäosassa. Tästä aiheutuu johtimen sisäisiä pyörrevirtoja. Virranahto myös suu- renee taajuuden kasvaessa. Ongelmaan tarjoaa ratkaisun Litz-lanka, jossa on suuri määrä ohuita säikeitä. Ohuissa säikeissä virranahto ei muodostu merkittäväksi ja johtimen pak- suutta voidaan lisätä. Virtakestoisuus on kuitenkin Litz-langassa huonompi, kuin yhtenäi- sessä johtimessa. Rajoituksensa johtimen paksuudelle asettaa viime kädessä sydämen mit- tasuhteet ja tarvittavien käämikierrosten määrä. /1/,/2/
2. TOPOLOGIAVAIHTOEHDOT
Merkittävimmät häviöt hakkuriteholähteessä ovat siis johtumis- ja kytkentähäviöt puolijoh- teissa sekä kelan rauta- ja kuparihäviöt. Teholähteen hyötysuhdetta voidaan parantaa huo- mattavasti käyttämällä parempia komponentteja, mutta samalla myös hinta nousee, ja jos- sain vaiheessa ei enää lisähinnallakaan saada merkittävää parannusta aikaan. Sen vuoksi kiinnostuksen kohteena ovat nyt vaihtoehtoiset kytkentätopologiat, joilla hyötysuhdetta pyritään parantamaan ilman merkittäviä lisäkustannuksia ja komponenteista riippumatta.
Tässä tarkastelussa keskitytään boost-topologioihin, joilla lähtöjännite nostetaan tulojänni- tettä suuremmaksi. Lähdön tasajännitteen on siis oltava syöttävän verkon jännitteen huip- puarvoa suurempi. Usein tällaisen tehokertoimen korjauksen toteuttavan hakkurin jälkeen käytetäänkin galvaanisesti erotettua tehoastetta, jolla jännite pienennetään lopulliselle ta- solle.
Osa tässä käsiteltävistä topologioista ja periaatteista on ollut tunnettuja jo 90-luvulta lähti- en mutta niiden soveltamista kaupallisissa tuotteista ovat hidastaneet ongelmat käytännön toteutuksessa, kuten häiriöongelmat. Hyötysuhteen merkityksen kasvaessa, ja toisaalta te- hoelektroniikan komponenttien kehittyessä, vaihtoehtoisia topologioita pyritään edelleen kehittämään ja ratkaisemaan niihin liittyviä ongelmia.
2.1 Diodisilta ja boost
Kuvassa 2.1. on esitetty hyvin tavanomainen ja perinteisesti käytetty boost-topologia, jossa diodisilta toimii tasasuuntaajana. /1/,/2/
Uac
D1 D2
D3 D4
L1 DB
S1
C1 RL Uo
+
-
Ds1
Kuva 2.1 Perinteinen diodisiltaa hyödyntävä boost-teholähde.
Piirin toiminnan havainnollistamiseksi tarkastellaan sen toimintatiloja verkkojakson posi- tiivisella puolijaksolla. Kun MOSFET-kytkin on auki, toiminta vastaa kuvan 2.2. mukaista piiriä. Tällöin kela L1 syöttää virtaa kuormaan RL ja kondensaattori C1 latautuu. Diodisillan diodit D1 ja D4 johtavat.
Uo +
- Uac
D1
D4
L1 DB
C1 RL
Kuva 2.2 Kytkimen ollessa auki diodi johtaa, käämi purkautuu ja kondensaattori latautuu.
Kun kytkin suljetaan johtavaksi, vaihtuu tilanne kuvan 2.3 mukaiseksi. Nyt kondensaattori C1 syöttää kuormaa ja kela L1 latautuu. Kela ja kondensaattori siis vuorotellen syöttävät tehoa kuormaan ja lähdön jännite määräytyy kytkimen pulssisuhteen perustella. Voidaan myös ajatella että kela ja kondensaattori muodostavat alipäästösuotimen, joka päästää DC- komponentin läpi.
Uo +
- Uac
D1
D4
L1
S1
C1 RL
Kuva 2.3 Kytkimen johtaessa kela latautuu.
Verkkojakson negatiivisella puoliskolla toimintaperiaate on muuten sama mutta diodisilta diodit D2 ja D3 johtavat vuorostaan.
Kuvista 2.2 ja 2.3 huomataan, että virran kulkureitillä on aina kolme puolijohdekompo- nenttia: kaksi diodia, sekä lisäksi toimintatilasta riippuen joko MOSFET tai diodi. Kussa- kin näissä puolijohteissa syntyy johtumishäviötä. Näiden johtumishäviöiden pienentämi- seksi on kehitetty ns. bridgeless-topologioita eli sillattomia toteutuksia.
2.2 Dual boost
MOSFET sisältää sisäisen rakenteensa vuoksi runkodiodin, joka toimii normaalin diodin tavoin. Ilman diodisiltaa toteutetuissa, eli bridgeless-topologioissa, osa diodisillan diodeis- ta on korvattu MOSFET:eillä, joiden runkodiodeita hyödynnetään kuten alkuperäisiä dio- deita. Bridgeless-topologian ideana on johtumishäviöiden pieneneminen, sillä virran kulku- reitillä on kerrallaan vain kaksi puolijohdetta, verrattuna tavanomaisen diodisiltaa käyttä- vän topologian kolmeen puolijohteeseen. Näistä bridgeless-topologioista ensimmäisenä esimerkkinä on kuvassa 2.4 esitetty dual boost -topologia. /5/,/6/,/7/
Uo +
- Uac
D1 D2
C1 RL
S1 S2
L1
Ds1 Ds2
Kuva 2.4 Dual boost -topologia vähentää virran kulkureitiltä yhden puolijohteen.
Dual boost -topologia muodostaa nimensä mukaisesti kaksi boost-piiriä, jotka toimivat vuorotellen puolen verkkojakson ajan. Kela on tässä toteutuksessa sijoitettu piirin AC- puolelle ja MOSFET-kytkimet rinnakkain.
MOSFET:in runkodiodi ei pärjää kytkentänopeudessa parhaille diodeille, joten siinä syn- tyy enemmän kytkentähäviöitä. Myötäsuuntainen jännite on sen sijaan normaalia diodia pienempi, joten johtumishäviöt siinä jäävät pienemmiksi.
Kuvassa 2.5 nähdään tilanne, jossa kytkin S1 on auki. Tällöin diodi D1 sekä MOSFET-kytkimen S2 runkodiodi DS2 johtavat eli runkodiodi toimii diodisillan paikalla.
Samoin kuin kohdan 2.1.1 boost-topologiassa, kela L1 syöttää kuormaa ja kondensaattori C1 latautuu.
Uo +
- Uac
D1
C1 RL
S2 L1
Ds2
Kuva 2.5 Kytkin S1 on auki ja runkodiodi DS2 johtaa, jolloin kela purkautuu ja kondensaattori latautuu.
Kuvassa 2.6 MOSFET S1 johtaa ja samoin runkodiodi DS2. Nyt jälleen kondensaattori syöttää kuormaa ja kela latautuu. Verkkojakson vaihtuessa negatiiviseksi diodi D2 johtaa vuorostaan ja kytkin S2 kytkee. Vain toinen MOSFET:eistä toimii kerrallaan kytkimenä puolikkaan verkkojakson aikana ja toisen MOSFET:in runkodiodi johtaa jatkuvasti myö- täsuuntaan. Ohjauksen yksinkertaistamiseksi MOSFET:ejä voidaan kuitenkin ohjata myös yhtäaikaisesti samalla ohjaussignaalilla. Silloin toinenkin MOSFET periaatteessa kytketään johtavaksi mutta käytännössä runkodiodi alkaa herkemmin johtaa eikä MOSFET:in ohja- uksella ole merkitystä.
Uo +
-
Uac C1 RL
S1 S2
L1
Ds2 Ds1
Kuva 2.6 Kytkin S1 johtaa ja runkodiodi DS2 johtaa, jolloin kela latautuu.
Nähdään että kummassakin toimintatilassa virran kulkureitillä on ainoastaan kaksi puoli- johdetta: diodi ja runkodiodi tai MOSFET ja runkodiodi.
Dual boost -teholähde ei ole kuitenkaan aivan ongelmaton. Sen ongelmana on nimittäin suuri yhteismuotoinen häiriö. Syynä ovat lähdön sekä MOSFET:ien hajakapasitanssit ja se että lähdön maa on yhteydessä AC-puolen maahan ainoastaan positiivisen puoliaallon ai- kana. Tällöin lähdön potentiaali pumppaa edestakaisin tuloon nähden puolen verkkojakson välein. Tämän häiriöongelman ratkaisemiseksi on kehitetty erilaisia muunnoksia peruskyt- kentään. /8/,/9/,/10/
Yhteismuotoisen häiriön vähentämiseksi dual boost -topologiaan voidaan lisätä kaksi yli- määräistä diodia, jolloin AC- ja DC-puolten maat ovat aina yhteydessä diodien D3 ja D4
välityksellä (kuva 2.7.) Se myös estää virheitä maasulkusuojapiirin toiminnassa. Valitetta- vasti tällöin täytyy kuitenkin lisätä yhtä suuri kela myös toiseen tulojohtimeen, joka kas- vattaa huomattavasti laitteen hintaa ja kokoa. /9/,/11/
Uo +
- Uac
D1 D2
C1 RL
S1 S2
L1
L2
D3 D4
Ds1 Ds2
Kuva 2.7 Yhteismuotoisen häiriön vähentämiseksi dual boost -topologiaan voidaan lisätä ylimääräiset diodit.
Toinen ratkaisuvaihtoehto dual boostin häiriöongelmaan on muodostaa symmetrinen kyt- kentä, kuten kuvassa 2.8. Täysin symmetrinen toteutus tavallaan kumoaa lähdön ja puoli- johteiden hajakapasitanssit ja yhteismuotoinen häiriö vähenee siedettävälle tasolle. Tässä topologiassa kytkimet muodostavat yhdessä kaksisuuntaisen kytkimen ja molempia voi- daan ohjata samalla ohjaussignaalilla. Symmetrian toteutuminen vaatii että kytkimien ja diodien hajakapasitanssien tulee olla yhtä suuret. Käytännössä lähelle tätä tilannetta pääs- tään jos kytkimet liitetään samaan jäähdytyslevyyn keskenään ja diodit keskenään. Koska myös kelojen induktanssien tulee olla yhtä suuret, käämit on käämitty saman sydämen ym- pärille. /5/,/9/
Uo +
- Uac
D1 D2
C1 RL
S1
S2 L1
D3 D4
Ds1
Ds2
L2
Kuva 2.8 Dual boost muunnelma, jossa muodostuu kaksisuuntainen kytkin.
2.3 Totem pole
Totem pole -topologia on saanut nimensä puolijohdekytkimien sijoittelusta päällekkäin (kuva 2.9.) Muutoin totem pole muistuttaa toiminnaltaan dual boost -topologiaa ja myös tässä jää virran kulkureitille ainoastaan kaksi puolijohdekomponenttia. /5/,/12/
Uo +
- Uac
D1 D2
C1 RL
S1 S2
L1
Ds1 Ds2
Kuva 2.9 Totem pole -topologiassa kytkimet on sijoitettu päällekkäin.
Kuvan 2.10 toimintatilassa kytkin S1 on auki ja diodi D1 sekä runkodiodi DS2 johtavat.
Kela L1 purkautuu ja kondensaattori C1 latautuu.
Kuvassa 2.11 kela latautuu, kun kytkin S1 alkaa johtaa. Tällä valin kondensaattori C1 pur- kautuu. Diodi D1 johtaa edelleen ja pysyy myötäsuuntaan biasoituna koko puolijakson ajan. Verkkojakson negatiivisella puoliskolla D2 alkaa johtaa ja kytkin S2 kytkee. Kytkin- ten ohjaus on sikäli monimutkaisempaa kuin dual boost -topologiassa, että molempia kyt- kimiä ei voida ohjata samanaikaisesti vaan yhtä kytkintä ohjataan kerrallaan ja kytkintä vaihdetaan verkkojakson kääntyessä.
Uo +
- Uac
D1
C1 RL
S2
L1
Ds2
Kuva 2.10 Kytkin S1 on auki ja runkodiodi DS2 johtaa, jolloin kela purkautuu.
Uo +
- Uac
D1
C1 RL
S1 L1
Ds1
Kuva 2.11 Kytkin S1 johtaa ja kela latautuu.
Kytkinten sijoittelusta johtuen esiin nousee takavirtaongelma (reverse recovery).
MOSFET:ien runkodiodit eivät ole kyllin nopeita tällaiseen käyttöön ja sen vuoksi kytken- tähetkellä, diodin kääntyessä estosuuntaiseksi, diodi johtaa hetken estosuuntaan ja syntyy takavirtapiikki. Ongelma voidaan ratkaista kytkentäsuojapiirin eli snubberin avulla, joka aikaansaa virrattoman kytkennän. Toinen ratkaisu on ajaa totem pole -piiriä CRM- tai DCM-tilassa. Silloin käämivirran annetaan laskea nollaan ennen kytkentää ja koska virta on nollassa diodin kytkeytyessä estosuuntaiseksi, ei takavirtaa esiinny. Haittapuolena näis- sä toimintamoodeissa on se että piirin huippuvirta on vähintään kaksinkertainen virran keskiarvoon nähden. Totem pole -topologian normaalit diodit D1 ja D2 eivät toimi kytken- tätaajuuden, vaan verkkotaajuuden mukaan, joten niiden ei tarvitse olla erityisen nopeita.
2.4 Kytkentäsuojapiirit
Aikaisemmat esitetyt piirit toimivat ns. kovalla kytkennällä, jolloin komponentit joutuvat kytkeytymishetkellä kestämään samanaikaisesti suurta jännitettä ja virtaa. Tämä aiheuttaa häviöitä ja lisää komponenttien rasitusta. Kytkennän tapahtuessa transienttivärähtelyt aihe- uttavat lisäksi merkittäviä EMI-ongelmia.
Pehmeän kytkeytymisen eli soft switching -tilan saavuttamiseksi on piiriin mahdollista li- sätä kytkentäsuojapiiri eli snubber. Kytkentäsuojapiiri voidaan toteuttaa passiivisena kelan, kondensaattorin ja diodin avulla. Aktiivisena toteutettu kytkentäsuojapiiri tarvitsee lisäksi kytkimen ja sille säätöpiirin. Erilaisten kytkentäsuojapiirien avulla voidaan saavuttaa kyt- kimille sekä diodeille tarpeen mukaan joko jännitteetön kytkeytyminen (zero voltage swit- ching) tai virraton kytkeytyminen (zero current switching.) Tällöin kytkentähäviöt pie- nenevät oleellisesti ja myös transienttivärähtelyt vaimenevat. Kytkentähäviöiden pienenty- essä voidaan kytkentätaajuutta vastaavasti nostaa hyötysuhteen huonontumatta. Kytken- täsuojapiiri itsessään on yleensä kuitenkin häviöllinen osa, joten kysymyksessä tässäkin tapauksessa kompromissi. /2/, /13/
Diodin kytkeytyessä estosuuntaiseksi esiintyy takavirtaa (reverse recovery current.) Syynä on diodin liitosalueen varaus, jonka täytyy tyhjentyä ennen kuin diodi voi kytkeytyä es- tosuuntaiseksi. Siirtymäaikana diodi johtaa virtaa hetkellisesti myös estosuuntaan. Kytken- täsuojapiirin avulla voidaan takavirtaongelma ratkaista kun diodi toimii virrattomana kyt- keytyessään estosuuntaan. Diodien takavirtaongelma voidaan ratkaista myös käyttämällä erittäin nopeita piikarbididiodeita eli SiC-diodeita (silicon carbide diode.) SiC-diodeilla ei esiinny takavirtaa ja kytkentähäviöt jäävät niillä huomattavasti pienemmiksi kuin tavan- omaisilla diodeilla. SiC-diodien korkeampi hinta rajoittaa vielä niiden suosiota mutta hin- tojen laskiessa SiC-diodien käytön voi odottaa lisääntyvän voimakkaasti. Nykyisellä hinta- tasolla SiC-diodien käyttö on kustannustehokasta yli 150 kHz:n kytkentätaajuuksilla, jol- loin kytkentähäviöt alkavat nousta merkittäviksi, mutta 20 kHz – 150 kHz taajuusalueella perinteiset piidiodit pitävät vielä pintansa kustannustehokkaampana vaihtoehtona. /14/, /15/
2.4.1 Dual boost ja kytkentäsuojapiiri
Pehmeän kytkeytymisen saavuttamiseksi on dual boost -topologiaan mahdollista lisätä pas- siivinen kytkentäsuojapiiri. Kuvan 2.12 mukaisessa piirissä kytkentäsuojapiiri on toteutettu parikytketyn kelan sekä diodien avulla ja sen ansiosta diodien D1ja D2 takavirrasta pääs- tään eroon. Positiivisella puolijaksolla diodi D1 ehtii kytkeytyä estosuuntaiseksi jo ennen kuin kytkin S1 alkaa johtaa sillä diodi D1a:n kautta johtuu osa virrasta ja sama toteutuu diodilla D2 ja kytkimellä S2 negatiivisella puolijaksolla. Kaikki kelat on tässä toteutuksessa
sijoitettu saman sydämen ympärille, jolloin vuotoinduktanssin avulla voidaan estää kytken- täsuojapiirin ylimääräisten diodien takavirtaa sekä hidastaa virran nousunopeutta kytkey- tymishetkellä. Tällainen kytkentäsuojapiiri ei lisää komponenttien virta- eikä jännite- rasitusta. /16/
Uo +
- Uac
D1 D2
C1 RL
S1 S2
L1
Ds1 Ds2
D1a
D2a L2
L3
Kuva 2.12 Dual boost -topologiaa voidaan parantaa passiivisella kytkentäsuojapiirillä.
Kytkentäsuojapiiri voidaan toteuttaa myös aktiivisena, kuten kuvassa 2.13.
Uo +
Uac -
D1 D2
C1 RL
L1
Ds1 Ds2
D3
D4
S1 S2
S3
S4
Lr1 Lr2
Cr1 Cr2
Kuva 2.13 Dual boost -topologiaan on lisätty aktiivinen kytkentäsuojapiiri.
Aktiivinen kytkentäsuojapiiri on toteutettu kahdella resonanssipiirillä, jotka muodostuvat kytkimestä, kelasta ja kondensaattorista. Kytkiminä on tässä versiossa käytetty MOSFET:ien sijasta IGBT:itä ja runkodiodien sijasta erillisiä diodeita. Myös tällä mene- telmällä saadaan puolijohteet toimimaan pehmeällä kytkeytymisellä. Aktiivisten kytkimien käyttö vaatii kuitenkin ohjausta ja monimutkaistaa siten piirin toteutusta. /17/
2.5 Kaksi- ja kolmikanavaiset toteutukset
Kaksikanavaisessa toteutuksessa peruskytkentään on lisätty toinen rinnakkainen piiri. Toi- sen kanavan tarkoituksena on vähentää sisääntulovirran rippeliä. Lisäksi tässä ratkaisussa komponenttien määrä on kaksinkertaistunut, jolloin komponenttikohtainen virtarasitus puolittuu. /18/
Uo +
- Uac
D1
D2
C1 RL
S1 S3
L2
Ds1 Ds3 S2
Ds2 S4 L1 Ds4
Kuva 2.14 Kaksikanavainen toteutus vähentää tulovirran rippeliä.
Kaksikanavaisen toteutuksen perusteella voidaan edelleen lisätä kolmas kanava, jolloin tulovirran rippeli saadaan hyvin matalaksi. Kytkennässä voidaan käyttää valmista kolmi- vaiheista tasasuuntaajamoduulia, jolloin kolmea rinnakkaista kanavaa ohjataan keskenään vaihesiirrossa. Seurauksena on se, ettei virta enää riipu suoraan kelan induktanssista eikä kytkentätaajuudesta. Piiri voidaan siis suunnitella niin että tuloinduktanssi saadaan pienek- si rippelin ja kytkentätaajuuden pysyessä ennallaan. Vaihtoehtoisesti voidaan laskea kyt- kentätaajuutta, joka vähentää kytkentähäviöitä ja parantaa hyötysuhdetta. /19/
3. ANALYYTTINEN TARKASTELU
Kirjallisuustutkimuksen perusteella otetaan lähempään tarkasteluun sillattomista toteutuk- sista dual boost ja totem pole -topologiat ja verrataan niitä perinteiseen diodisiltaa käyttä- vään boost-topologiaan.
Tarkastelun lähtökohtana käytetään Efore Oyj:n spesifikaatiota keskitehoiselle PFC- teholähteelle: /20/
– Tehoalue 400...800W – Isoloimaton
– Matala EMI
– Matala virta- ja jänniterasitus välipiirin kondensaattoreilla – Hyötysuhde yli 95 %
– Uin = 86...276VAC (350V, t<1s)
– Uout = 400VDC, jännitetoleranssi +/- 5 % – Tehokerroin > 0.95
– Ylläpitoaika 20 ms, alin kondensaattorin jännite -20 %
Ensin dual boostin ja perinteisen boostin johtumishäviöt arvioidaan laskemalla analyytti- sesti. Totem polen tapauksessa analyyttinen tarkastelu muuttuisi huomattavasti monimut- kaisemmaksi, sillä suurta virran rippeliä ei voida jättää tarkastelun ulkopuolelle, joten sen analysoinnissa on järkevämpää käyttää simulointityökaluja. Myöskään kytkentähäviöiden laskeminen analyyttisesti ei ole kannattavaa, sillä komponenttien kytkentäilmiöt vaikutta- vat suuresti toisiinsa kytkeytymishetkellä. Kappaleessa 4 selvitetään simuloimalla kolmen valitun topologian kokonaishäviöt ja hyötysuhde.
3.1 Johtumishäviöt
Puolijohteiden johtumishäviöiden laskemiseksi integroidaan virran keskiarvo ja tehollisar- vo kullekin komponentille puolen verkkojakson ajalta. Virran rippeli oletetaan riittävän pieneksi, jolloin se voidaan jättää ottamatta huomioon. Virran tehollisarvon ja puolijohteen myötäsuuntaisen resistanssin avulla lasketaan häviöteho valituissa toimintapisteissä. Näissä laskuissa käytetään MOSFET:inä Infineonin IPP60R299CP-CoolMOS:a (UDS = 650 V, ID
= 11 A), jonka myötäsuuntainen resistanssi RDSMAX = 0,299 Ω (Tj = 25 ˚C). Diodina käy- tetään Infineonin IDT10S60C-piikarbididiodia (UDC = 600 V, IF = 10 A), jonka differenti- aalinen resistanssi RDIFFMAX = 0,08 Ω (Tj = 25 ˚C) ja kynnysjännite UT0 = 0,9 V. Diodin myötäsuuntainen jännite saadaan:
RMS DIFFMAX T0
F U R I
U = + ⋅ , (3.1)
/21/, /22/, /23/
3.1.1 Boost
Taulukossa 3.1 on esitetty puolijohteiden virtojen keski- ja tehollisarvot puolen verkkojak- son ajalta kuvan 2.1 mukaiselle boost-topologialle. Integrointi on nähtävillä liitteessä 1.
Muuntosuhde M määritellään:
I O
uˆ
M =U , (3.2)
jossa U on lähtöjännite O ˆI
u on tulojännitteen huippuarvo.
Taulukko 3.1 Boost-topologian virrat integroituna puolen verkkojakson ajalta, jossa î on huippuvirta ja M on muuntosuhde.
Iavg Irms
Diodi D1/D4
π 2î
2 î
Diodi DB
M î
2 î 3πM
4
MOSFET S1
M ⎟î
⎠
⎜ ⎞
⎝⎛ − 2
1 π 2
î M
π 3
4 2 1−
Käyttämällä edellä mainittuja puolijohteiden myötäsuuntaisia resistansseja, voidaan virto- jen tehollisarvojen perusteella laskea häviöteho tietyssä toimintapisteessä. Liitteessä 2. on laskettu komponenttikohtaiset sekä kokonaisjohtumishäviöt tulojännitteillä 86 V…275 V ja 20 %…100 % kuormalla. Kuvassa 3.1 nähdään tuloksista piirretty kuvaaja.
0,00 5,00 10,00 15,00 20,00 25,00 30,00 35,00 40,00 45,00 50,00 55,00 60,00
100 200 300 400 500 600 700 800 900
P_lähtö [W]
P_häviö [W]
275V 230V 185V 115V 86V
Kuva 3.1 Boost-topologian johtumishäviöt eri tulojännitteillä.
3.1.2 Dual boost
Taulukossa 3.2 nähdään puolijohteiden virtojen keski- ja tehollisarvot puolen verkkojakson ajalta kuvan 2.4 mukaiselle dual boost -topologialle. Runkodiodi DS2 johtaa koko ajan, jo- ten se vastaa boost-topologian diodia D1. Diodi D1 tässä puolestaan toimii kuten boost- topologian diodi DB ja MOSFET S1 toimii samoin kuten boost-topologiassa S1.
Taulukko 3.2 Dual boost-topologian virrat integroituna puolen verkkojakson ajalta, jossa î on huippuvirta ja M on muuntosuhde.
Iavg Irms
Runkodiodi DS2
π 2î
2 î
Diodi D1
M î
2 î 3πM
4
MOSFET S1
M⎟î
⎠
⎜ ⎞
⎝⎛ − 2
1 π 2
î M
π 3
4 2 1−
Tehohäviöt on laskettu kuten kohdassa 3.1.1 ja ne ovat nähtävillä liitteessä 2. Kuvassa 3.2 nähdään kuvaajat johtumishäviöistä.
0,00 5,00 10,00 15,00 20,00 25,00 30,00 35,00 40,00
100 200 300 400 500 600 700 800 900
P_lähtö [W]
P_häviö [W]
275V 230V 185V 115V 86V
Kuva 3.2 Dual boost -topologian johtumishäviöt eri tulojännitteillä.
Kuvassa 3.3 on vertailtu topologioita 230 V:n ja 86 V:n tulojännitteillä. Ero topologioiden välillä on selkeä sillattoman toteutuksen eduksi. Pienellä teholla erotkin ovat pienet mutta kasvavat kuormituksen noustessa.
0,00 5,00 10,00 15,00 20,00 25,00 30,00 35,00 40,00 45,00 50,00 55,00 60,00
100 200 300 400 500 600 700 800 900
P_lähtö [W]
P_häviö [W]
230V (B) 230V (DB) 86V (B) 86V (DB)
Kuva 3.3 Johtumishäviöiden vertailu boost- ja dual boost -topologioiden välillä.
3.2 Komponenttien hinnan suhde häviöllisyyteen
Johtumishäviöiden pienentämiseksi voidaan sijoittaa rahaa parempiin puolijohteisiin. Lisä- hinnalla saadaan nopeampia ja pienemmällä myötäsuuntaisella resistanssilla toimivia kom- ponentteja. Otetaan tarkasteluun muutamia erihintaisia Infineonin valmistamia MOSFET:ejä ja lasketaan lisähinnan tuoma hyöty johtumishäviöihin. Vertailussa käytetyt MOSFET:it ovat halvimmasta kalleimpaan: SPP04N60C3 (RDS = 0,95 Ω), IPP60R385CP (RDS = 0,385 Ω), IPP60R099CP (RDS = 0,099 Ω) ja SPW47N60C3 (RDS = 0,07 Ω) /24/, /25/, /26/, /27/. Kuvassa 3.4 on laskettu MOSFET:ien johtumishäviöiden keskiarvo dual boost -topologiassa (Uin = 230 V, Po = 800 W) ja esitetty häviöt hinnan suhteen. Hintatie- dot ovat helmikuulta 2008. Kuvassa 3.5 on esitetty MOSFET:in johtumishäviöiden osuus suhteessa muihin komponentteihin. Tässä vertailussa käytetty diodi on Infineonin IDT08S60C. Häviöt on taulukoitu liitteessä 2.
6 7 8 9 10 11 12
0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5
Hinta [eur]
P_häviö [W]
Kuva 3.4 Neljän eri MOSFET:in hinnan suhde johtumishäviöön 230 V:n tulojännitteellä ja 800 W:n lähtöte- holla dual boost -topologiassa.
0 2 4 6 8 10 12
SPW47N60C3 IPP60R099CP IPP60R385CP SPP04N60C3 P_häviö [W]
Runkodiodi MOSFET Diodi
Kuva 3.5 MOSFET:in osuus kokonaisjohtumishäviöistä dual boost -topologiassa.
On selvää, ettei kaikkein kallein MOSFET tarjoa parasta hinta-laatu-suhdetta. Toiseksi kal- lein tässä vertailussa ajaa melkein saman asian ja on merkittävästi halvempi. Lisäksi on otettava huomioon että kallein MOSFET on myös jonkin verran hitaampi. Halvemmassa hintaluokassa sen sijaan tilanne kääntyy toisin päin ja siellä saa pienellä lisähinnalla huo- mattavan parannuksen häviöihin. Vaikuttaa siltä että 100 Ω:n MOSFET:in johtumishäviöt ovat jo hyvin pienet muihin puolijohteisiin verrattuna, eikä sitä kalliimpi MOSFET tuo enää kuin marginaalista parannusta.
4. SIMULOINTI
Toiminnallisuuden tutkimiseksi ja hyötysuhteen määrittämiseksi, valituista topologioista luotiin simulointimallit. Simulointityökaluina käytettiin Simplorer- sekä Simulink- ohjelmistoja. Sähköiset komponentit sisältävä tehopiiri mallinnettiin Simplorerilla ja sää- töpiiri toteutettiin Simulinkin avulla. Simplorer ja Simulink linkitettiin toimimaan yhdessä siten että tarvittavat suureet ohjattiin Simplorerista Simulinkiin, josta puolestaan saatiin säätöpiirin lähtösuureena kytkimen ohjaussignaali. Suurena hyötynä säätöpiirin toteuttami- sesta Simulinkillä on se että sitä voidaan hyödyntää suoraan dSpace-alustalla prototyypin testauksessa.
4.1 Säätöpiiri
Säätöperiaatteeksi valittiin virtahystereesi sillä sen toteutus on yksinkertainen ja sen avulla virta on tarkasti hallittavissa. Halutulle virran aaltomuodolle annetaan hystereesirajat, joi- den sisällä tulovirran on tarkoitus pysytellä. Totem pole -topologian tapauksessa säätö voi- daan muuttaa CRM-tyyppiseksi asettamalla alempi hystereesiraja nollaksi. Koko Säätöpiiri on esitetty kuvassa 4.1. Säätöpiirin tarvittavat tulosuureet ovat tulojännite ja -virta sekä lähtöjännite ja -virta. Näistä tulojännite ja -virta ovat ohjattavan kytkimen näkökulmasta myötäsuuntaan kytkettyjä kun taas lähtöjännite ja -virta ovat takaisinkytkettyjä suureita.
Seuraavaksi tarkastellaan piirin eri osien toimintaa yksityiskohtaisemmin. /1/,/2/
U_RL
I_RL
U_ET1_scaled 1
0.2s+1 Transfer Fcn
Terminator
Ts:0.0005 Signal Specification In<Lo>
S/H Sample and Hold
S
R Q
!Q
S-R Flip-Flop
simplorer70
S-Function
<
Relational Operator1
>=
Relational Operator
Product1 Product
Memory
In Rst Maximum Inverse
Hit Crossing
double Data Type Conversion 400
Constant
u+0.75 Bias1 u-0.75 Bias
|u|
Abs1
|u|
Abs SW1 Ref _low
Ref _high
I_ET1_abs I_ref
U_ref U_err
U_RL I_RL
U_ET1 U_ET1 I_ET1
U_ET1_abs U_ET1_abs
U_control
U_ET1_peak_inv
Kuva 4.1 Simuloinnissa käytetty säätöpiiri kokonaisuudessaan.
4.1.1 Lähtöjännitteen säätö
Kuvassa 4.2 nähdään lähtöjännitteen asettelun toteuttava takaisinkytkentähaara. Lähtöjän- nitettä URL verrataan haluttuun referenssijännitteeseen Uref ja muodostetaan erosuure Uerr. Säätöpiirin takaisinkytkentähaaran siirtofunktio sisältää reaalisen navan vasemmassa puoli- tasossa. Näin ollen se stabiloi systeemiä ja estää säätöä reagoimasta lähtöjännitteen rippe- liin. Lähtöjännitteessä on verkkotaajuudesta aiheutuva 100 Hz vaihtovirtakomponentti, jonka amplitudi kasvaa kun lähtöteho suurenee. Tämän vuoksi siirtofunktion rajataajuuden on oltava 100 Hz:n alapuolella. Tästä takaisinkytkentähaarasta saadaan säätösuure Ucontrol.
1 U_control 1
0.2s+1 Transfer Fcn 400
Constant
U_RL 1
U_ref U_err
Kuva 4.2 Lähtöjännitettä vertaillaan referenssijännitteeseen.
4.1.2 Muotokerroin
Tulojännitettä UET1 kuljettava haara on esitetty kuvassa 4.3. Tämän haaran tarkoituksena on tuottaa virtaa ohjaavalle ohjaussignaalille muotokerroin, joka vastaa tulojännitteen aal-
tomuotoa. Tämä muotokerroin on skaalattava välille 1-0, jotta se ei vaikuta signaalin ta- soon. Tällä skaalatulla kertoimella voidaan kertoa säätösuure Ucontrol, jolloin saadaan se seuraamaan tulojännitteen aaltomuotoa.
1 U_in_scaled
Ts:0.0005 Signal Specification In<Lo>
S/H Sample and Hold Product1
Memory
In Rst Maximum Inverse
Hit Crossing
|u|
Abs
1 U_ET1_peak_inv U_in
U_ET1_abs U_ET1_abs
Kuva 4.3 Tulojännitteestä luodaan muotokerroin skaalaamalla se välille 1-0.
Tulojännite voidaan skaalata, kun tiedetään sen huippuarvo. Kun alkuperäisestä signaalista otetaan itseisarvo ja kerrotaan se huippuarvon käänteisluvulla, saadaan se skaalattua välille 1-0. Simulinkillä tämä on toteutettu kuvan 4.3 mukaisesti siten että etsitään signaalin huippuarvo puolijakson ajalta ja tallennetaan se sample and hold -blokkiin seuraavan puo- lijakson ajaksi. Huippuarvo tarkistetaan aina alkuperäisen sinisignaalin ylittäessä nolla- kohdan. Huippuarvon havaitseva blokki vaatii toimiakseen diskreettiaikaisen signaalin, joten alkuperäinen tulosignaali on muunnettava diskreettiaikaiseksi näytteistämällä se riit- tävällä näytteistystaajuudella. Huippuarvon löydyttyä on signaali muunnettava takaisin jat- kuva-aikaiseksi muistiblokin avulla. Lopuksi huippuarvosta otetaan käänteisluku ja saa- daan skaalauskerroin UET1peak_inv, jolla kerrotaan itseisarvotettu tulojännite UET1abs. Loppu- tuloksena saadaan skaalattu tulojännite UET1scaled ja kuvan 4.4 mukainen muunnos tulojän- nitteelle.
-200 -100 0 100 200
Multiple Time Series
Time (seconds)
0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1
VET1
VET1scaled
Kuva 4.4 Muotokertoimen skaalaus tulojännitteestä.
Mikäli tulojännitteen amplitudi oletettaisiin tunnetuksi ja muuttumattomaksi riittäisi kiinteä vakiokerroin tähän skaalaustoimenpiteeseen. Tässä esitetty piiri kuitenkin tarkistaa tulo- jännitteen amplitudin joka puolijakson aikana ja havaitsee siinä tapahtuvat muutokset.
Muotokerroin voidaan tuottaa tulojännitteestä myös vaihelukitun silmukan eli PLL:n avul- la. Se antaa tulosignaalin vaiheeseen ja taajuuteen lukitun sinisignaalin. Simulinkin PLL- blokki vaatii kuitenkin tulosignaalin, joka on normalisoitu eli skaalattu välille 1-0, joten skaalauksesta ei silläkään päästä eroon. Simuloinnissa PLL:ää ei skaalauksesta huolimatta saatu toimimaan tyydyttävällä tavalla mutta prototyyppiä testattaessa dSpace-ympäristössä se osoittautui toimivaksi ratkaisuksi. Silloin mahdolliset häiriöt tulojännitteessä eivät siirry muotokertoimeen vaan se pysyy ideaalisena siniaaltona.
Säätäjän toimintaa ja muotokertoimen skaalausta havainnollistaa simuloitu tilanne jossa tulojännite hetkellisesti putoaa puoleen alkuperäisestä (kuva 4.5.) Kun muutos tulojännit- teessä havaitaan, korjataan skaalauskerroin sopivaksi ja säätäjä toimii kuten pitääkin korja- ten lähtöjännitteen asetettuun arvoon. Tulojännitteen laskiessa ei esiinny suurta pudotusta sillä suuri kondensaattori lähdössä pitää jännitettä yllä. Sen sijaan tulojännitteen noustessa äkillisesti, nähdään lähtöjännitteessä huomattavan suuri ylitys ennen kuin säätäjä ehtii mu- kaan.
100.0m 100.0m
550.0m 550.0m
200.0m 200.0m
300.0m 300.0m
400.0m 400.0m
500.0m 500.0m
-200.0 -200.0
500.0 500.0
0 0
-166.7 -166.7
166.7 166.7
333.3 333.3
Kuva 4.5 Tulojännite muuttuu 230 voltista 115 volttiin. Kuvassa tulo- ja lähtöjännite sekä käämin virta (virta skaalattu ×2).
4.1.3 Kuormitusvirta
Kertomalla keskenään Ucontrol ja UET1 scaled on siis saatu tulovirran tavoitearvo eli referenssi Iref halutulle tasolle referenssijännitteeseen Uref nähden ja seuraamaan tulojännitteen aal- tomuotoa. Sellaisenaan säätö olisi jo toimiva mutta koska halutaan sen reagoivan viipymät- tä kuorman muutoksiin, voidaan lisäksi kertoa referenssisuure kuomavirralla IRL kuten ku- van 4.1 säätöpiirissä on tehty. Ilman tietoa kuorman virrasta säätöpiiri reagoisi kuorman muutokseen vasta havaittuaan muutoksen lähtöjännitteessä. Kuorman virtaa seuraamalla saadaan tieto kuorman muutoksesta välittömästi ja tarvittava korjaus tulovirrassa tapahtuu ennen kuin lähtöjännite ehtii muuttua. Simuloitu esimerkki havainnollistaa säädön reagoin- tia kuorman muutokseen: kuormitusteho muuttuu askelmaisesti 200 W:sta 800 W:iin eli kuorman vastus putoaa arvosta 800 Ω arvoon 200 Ω ja virta nousee 0,5 A:sta 2 A:iin (ku- vat 4.6, 4.7 ja 4.8.) Nähdään että tulovirta muuttuu välittömästi kuormavirran muuttuessa ja lähtöjännitteen keskiarvo ei muutu vaan ainoastaan rippeli kasvaa.
100.0m 100.0m
300.0m 300.0m
133.3m 133.3m
166.7m 166.7m
200.0m 200.0m
233.3m 233.3m
266.7m 266.7m
-150.0 -150.0
450.0 450.0
0 0
-100.0 -100.0
100.0 100.0
200.0 200.0
300.0 300.0
400.0 400.0
Kuva 4.6 Kuormituksen muuttuessa 200 W:sta 800 W:iin säätö reagoi kuormitusvirran muutokseen välittö- mästi (kuormitusvirta skaalattu ×10).
100.0m 100.0m
300.0m 300.0m
133.3m 133.3m
166.7m 166.7m
200.0m 200.0m
233.3m 233.3m
266.7m 266.7m
-15.00 -15.00
25.00 25.00
0 0
-10.00 -10.00
10.00 10.00
20.00 20.00
Kuva 4.7 Kuormavirran muutos ja tulovirran vaste (kuormitusvirta skaalattu ×10).
100.0m 100.0m
300.0m 300.0m
133.3m 133.3m
166.7m 166.7m
200.0m 200.0m
233.3m 233.3m
266.7m 266.7m
385.0 385.0
415.0 415.0
390.0 390.0
395.0 395.0
400.0 400.0
405.0 405.0
410.0 410.0
Kuva 4.8 Lähtöjännitteen vasteessa ei näy juuri lainkaan heilahdusta vaan ainostaan rippeli kasvaa.
Lähtövirran käyttäminen kertoimena ei ole kuitenkaan aivan ongelmatonta. Se saattaa ajaa säätöpiirin epästabiiliksi ja erityisesti ongelmatilanteessa, jossa virta pyrkii syystä tai toi- sesta karkaamaan, karkaa myös säätö eikä pyri rajoittamaan virtaa vaan päinvastoin. On-
gelmaa voidaan paikata rajoittamalla virtakertoimen yläraja säätöpiirissä mutta käytännös- sä lähtövirtaan perustuva säätöperiaate vaatinee vielä jatkokehittelyä ennen kaupallista tuotteistamista.
Kuvissa 4.9, 4.10 ja 4.11 nähdään simuloitu tilanne vastaavasta kuorman muutoksesta il- man säätäjälle menevää kuorman virtatietoa.
100.0m 100.0m
600.0m 600.0m
125.0m 125.0m
250.0m 250.0m
375.0m 375.0m
500.0m 500.0m
-100.0 -100.0
450.0 450.0
0 0
125.0 125.0
250.0 250.0
375.0 375.0
Kuva 4.9 Kuorman muutoksen vaikutus ilman virtasäätöä (kuormitusvirta skaalattu ×10).
100.0m 100.0m
600.0m 600.0m
125.0m 125.0m
250.0m 250.0m
375.0m 375.0m
500.0m 500.0m
-25.00 -25.00
25.00 25.00
0 0
-12.50 -12.50
12.50 12.50
Kuva 4.11 Kuormavirran muutos ja tulovirran vaste (kuormitusvirta skaalattu ×10).
ET1...
VM...
RL....
20 ...
100.0m 100.0m
600.0m 600.0m
125.0m 125.0m
250.0m 250.0m
375.0m 375.0m
500.0m 500.0m
350.0 350.0
450.0
375.0 375.0
400.0 400.0
425.0 425.0
Kuva 4.10 Lähtöjännitteen vasteessa nähdään noin 40 V:n pudotus ennen kuin säätö ehtii reagoida. Jännitteen asettuminen kestää noin 300 ms.
4.1.4 Virtahystereesi
Kuvassa 4.12 näkyvä säätöpiirin osa toteuttaa varsinaisen virtahystereesin.
1 SW1
Terminator S
R Q
!Q S-R Flip-Flop
<
Relational Operator1
>=
Relational Operator
double Data Type Conversion u+0.75
Bias1 u-0.75 Bias
|u|
Abs1
2 I_in 1
I_ref
Ref _low
Ref _high
I_ET1_abs
Kuva 4.12 Virtahystereesi vakiorajoilla.
Lähtöjännitteen, tulojännitteen sekä tulovirran perusteella on tuotettu referenssisuure Iref , jota tulovirran halutaan seuraavan. Tästä referenssisuureesta luodaan hystereesirajat Refhigh
ja Reflow, jotka ovat tässä tapauksessa ±0,75 A referenssistä. Tulovirtaa verrataan hyste- reesirajoihin ja pidetään se rajojen sisällä ohjaamalla kytkin päälle ja pois virran kohdates- sa hystereesirajan. Alarajalla kytkin kytketään johtavaksi ja ylärajalla kytkin avataan. Näin tulovirta pysyttelee hystereesirajojen sisällä ja sen keskiarvo seuraa referenssiä. Teholäh- teen kytkentätaajuus on riippuvainen hystereesirajoista sekä virran nousu- ja laskuajoista ja siten myös käämin induktanssista. Asettamalla alempi hystereesiraja nollaan saadaan ai- kaan CRM-säätö, jolla voidaan ajaa totem pole -topologiaa.
Hystereesirajat voidaan määritellä vaihtoehtoisesti myös prosentuaalisena kiinteän offsetin sijaan, jolloin rajojen etäisyys referenssistä muuttuu verkkotaajuusjakson aikana. Tämän seurauksena kytkentätaajuus ei ole vakio vaan se vaihtelee jakson aikana. Kytkentätaajuu- den vaihtelu saattaa vähentää häiriövaikutusta sillä kytkentätaajuudesta aiheutuva häiriö jakaantuu laajemmalle taajuuskaistalle. Toisaalta häiriön suodattaminen myös hankaloituu.
Kuvassa 4.13 nähdään prosenttirajoilla toteutettu virtahystereesi, jonka hystereesi on
±10 %.
1 SW1
Terminator S
R Q
!Q
S-R Flip-Flop
<
Relational Operator1
>=
Relational Operator 1.1
Gain2 0.9
Gain1 double
Data T ype Conversion
|u|
Abs1
2 I_ET1 1
Ref
Ref _low
Ref _high
I_ET1_abs
Kuva 4.13 Vaihtoehtoinen virtahystereesi prosentuaalisilla rajoilla.
Esimerkkikuvissa on simuloitu piirin toimintaa ideaalisilla komponenteilla. Kuvassa 4.14 nähdään tulovirran aaltomuoto kiinteillä hystereesirajoilla ja kuvassa 4.15 kytkentätaajuu- den hajaantuminen taajuustasossa. Kuvassa 4.16 puolestaan on virran aaltomuoto prosen- tuaalisilla hystereesirajoilla ja kuvassa 4.17 kytkentätaajuuden hajaantuminen siinä tapauk- sessa. Totem pole -topologialla käytettävä kriittisen tilan säätö aikaansaa kuvan 4.18 mu- kaisen virran ja kuvan 4.19 mukaisen taajuusjakauman. Esimerkkitapauksessa kytkentätaa- juus asettuu kiinteällä hystereesillä välille 80 kHz – 130 kHz ja prosentuaalisella välille 30 kHz – 140 kHz. CRM-säädöllä kytkentätaajuus on välillä 20 kHz – 160 kHz Prosentuaali- sella hystereesillä ja CRM-säädöllä jakauma on huomattavasti leveämpi, kuin kiinteällä hystereesillä. Käytännössä ongelmaksi muodostuu taajuusjakauman sovittaminen halutulle 20 kHz – 150 kHz eri kuormitustilanteissa ja tulojännitteen muuttuessa. CRM-säädöllä pär- jätään pienemmällä induktanssilla varsinaisessa tehopiirissä, kuin CCM-säädöllä, koska sallitaan suurempi virran vaihtelu. Kuitenkin syöttävän verkon puolella olevaan suotimeen tarvitaan vastaavasti suurempi induktanssi, kun halutaan suodattaa virran rippeli pois. /28/
0 0
20.00m 20.00m
5.00m 5.00m
10.00m 10.00m
15.00m 15.00m
-7.000 -7.000
7.000 7.000
0 0
-3.333 -3.333
3.333 3.333
Kuva 4.14 Virran käyrämuoto kiinteällä hystereesillä.
20k 20k
200k 200k
25k 25k
50k 50k
75k 75k
100k 100k
125k 125k
150k 150k
175k 175k
0 0
60.00m 60.00m
12.50m 12.50m
25.00m 25.00m
37.50m 37.50m
50.00m 50.00m
Kuva 4.15 Kytkentätaajuuden jakauma taajuustasossa kiinteällä hystereesillä.
0 0
20.00m 20.00m
5.00m 5.00m
10.00m 10.00m
15.00m 15.00m
-7.000 -7.000
7.000 7.000
0 0
-3.333 -3.333
3.333 3.333
Kuva 4.16 Virran käyrämuoto prosentuaalisella hystereesillä.
20k 20k
200k 200k
25k 25k
50k 50k
75k 75k
100k 100k
125k 125k
150k 150k
175k 175k
0 0
60.00m 60.00m
12.50m 12.50m
25.00m 25.00m
37.50m 37.50m
50.00m 50.00m
Kuva 4.17 Kytkentätaajuuden jakauma taajuustasossa prosentuaalisella virtahystereesillä.
