3. ANALYYTTINEN TARKASTELU
3.2 Komponenttien hinnan suhde häviöllisyyteen
Johtumishäviöiden pienentämiseksi voidaan sijoittaa rahaa parempiin puolijohteisiin. Lisä-hinnalla saadaan nopeampia ja pienemmällä myötäsuuntaisella resistanssilla toimivia kom-ponentteja. Otetaan tarkasteluun muutamia erihintaisia Infineonin valmistamia MOSFET:ejä ja lasketaan lisähinnan tuoma hyöty johtumishäviöihin. Vertailussa käytetyt MOSFET:it ovat halvimmasta kalleimpaan: SPP04N60C3 (RDS = 0,95 Ω), IPP60R385CP (RDS = 0,385 Ω), IPP60R099CP (RDS = 0,099 Ω) ja SPW47N60C3 (RDS = 0,07 Ω) /24/, /25/, /26/, /27/. Kuvassa 3.4 on laskettu MOSFET:ien johtumishäviöiden keskiarvo dual boost -topologiassa (Uin = 230 V, Po = 800 W) ja esitetty häviöt hinnan suhteen. Hintatie-dot ovat helmikuulta 2008. Kuvassa 3.5 on esitetty MOSFET:in johtumishäviöiden osuus suhteessa muihin komponentteihin. Tässä vertailussa käytetty diodi on Infineonin IDT08S60C. Häviöt on taulukoitu liitteessä 2.
6 7 8 9 10 11 12
0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5
Hinta [eur]
P_häviö [W]
Kuva 3.4 Neljän eri MOSFET:in hinnan suhde johtumishäviöön 230 V:n tulojännitteellä ja 800 W:n lähtöte-holla dual boost -topologiassa.
0 2 4 6 8 10 12
SPW47N60C3 IPP60R099CP IPP60R385CP SPP04N60C3 P_häviö [W]
Runkodiodi MOSFET Diodi
Kuva 3.5 MOSFET:in osuus kokonaisjohtumishäviöistä dual boost -topologiassa.
On selvää, ettei kaikkein kallein MOSFET tarjoa parasta hinta-laatu-suhdetta. Toiseksi kal-lein tässä vertailussa ajaa melkein saman asian ja on merkittävästi halvempi. Lisäksi on otettava huomioon että kallein MOSFET on myös jonkin verran hitaampi. Halvemmassa hintaluokassa sen sijaan tilanne kääntyy toisin päin ja siellä saa pienellä lisähinnalla huo-mattavan parannuksen häviöihin. Vaikuttaa siltä että 100 Ω:n MOSFET:in johtumishäviöt ovat jo hyvin pienet muihin puolijohteisiin verrattuna, eikä sitä kalliimpi MOSFET tuo enää kuin marginaalista parannusta.
4. SIMULOINTI
Toiminnallisuuden tutkimiseksi ja hyötysuhteen määrittämiseksi, valituista topologioista luotiin simulointimallit. Simulointityökaluina käytettiin Simplorer- sekä Simulink-ohjelmistoja. Sähköiset komponentit sisältävä tehopiiri mallinnettiin Simplorerilla ja sää-töpiiri toteutettiin Simulinkin avulla. Simplorer ja Simulink linkitettiin toimimaan yhdessä siten että tarvittavat suureet ohjattiin Simplorerista Simulinkiin, josta puolestaan saatiin säätöpiirin lähtösuureena kytkimen ohjaussignaali. Suurena hyötynä säätöpiirin toteuttami-sesta Simulinkillä on se että sitä voidaan hyödyntää suoraan dSpace-alustalla prototyypin testauksessa.
4.1 Säätöpiiri
Säätöperiaatteeksi valittiin virtahystereesi sillä sen toteutus on yksinkertainen ja sen avulla virta on tarkasti hallittavissa. Halutulle virran aaltomuodolle annetaan hystereesirajat, joi-den sisällä tulovirran on tarkoitus pysytellä. Totem pole -topologian tapauksessa säätö voi-daan muuttaa CRM-tyyppiseksi asettamalla alempi hystereesiraja nollaksi. Koko Säätöpiiri on esitetty kuvassa 4.1. Säätöpiirin tarvittavat tulosuureet ovat tulojännite ja -virta sekä lähtöjännite ja -virta. Näistä tulojännite ja -virta ovat ohjattavan kytkimen näkökulmasta myötäsuuntaan kytkettyjä kun taas lähtöjännite ja -virta ovat takaisinkytkettyjä suureita.
Seuraavaksi tarkastellaan piirin eri osien toimintaa yksityiskohtaisemmin. /1/,/2/
U_RL Data Type Conversion 400
Kuva 4.1 Simuloinnissa käytetty säätöpiiri kokonaisuudessaan.
4.1.1 Lähtöjännitteen säätö
Kuvassa 4.2 nähdään lähtöjännitteen asettelun toteuttava takaisinkytkentähaara. Lähtöjän-nitettä URL verrataan haluttuun referenssijännitteeseen Uref ja muodostetaan erosuure Uerr. Säätöpiirin takaisinkytkentähaaran siirtofunktio sisältää reaalisen navan vasemmassa puoli-tasossa. Näin ollen se stabiloi systeemiä ja estää säätöä reagoimasta lähtöjännitteen rippe-liin. Lähtöjännitteessä on verkkotaajuudesta aiheutuva 100 Hz vaihtovirtakomponentti, jonka amplitudi kasvaa kun lähtöteho suurenee. Tämän vuoksi siirtofunktion rajataajuuden on oltava 100 Hz:n alapuolella. Tästä takaisinkytkentähaarasta saadaan säätösuure Ucontrol.
1
Kuva 4.2 Lähtöjännitettä vertaillaan referenssijännitteeseen.
4.1.2 Muotokerroin
Tulojännitettä UET1 kuljettava haara on esitetty kuvassa 4.3. Tämän haaran tarkoituksena on tuottaa virtaa ohjaavalle ohjaussignaalille muotokerroin, joka vastaa tulojännitteen
aal-tomuotoa. Tämä muotokerroin on skaalattava välille 1-0, jotta se ei vaikuta signaalin ta-soon. Tällä skaalatulla kertoimella voidaan kertoa säätösuure Ucontrol, jolloin saadaan se seuraamaan tulojännitteen aaltomuotoa.
1
Kuva 4.3 Tulojännitteestä luodaan muotokerroin skaalaamalla se välille 1-0.
Tulojännite voidaan skaalata, kun tiedetään sen huippuarvo. Kun alkuperäisestä signaalista otetaan itseisarvo ja kerrotaan se huippuarvon käänteisluvulla, saadaan se skaalattua välille 1-0. Simulinkillä tämä on toteutettu kuvan 4.3 mukaisesti siten että etsitään signaalin huippuarvo puolijakson ajalta ja tallennetaan se sample and hold -blokkiin seuraavan puo-lijakson ajaksi. Huippuarvo tarkistetaan aina alkuperäisen sinisignaalin ylittäessä nolla-kohdan. Huippuarvon havaitseva blokki vaatii toimiakseen diskreettiaikaisen signaalin, joten alkuperäinen tulosignaali on muunnettava diskreettiaikaiseksi näytteistämällä se riit-tävällä näytteistystaajuudella. Huippuarvon löydyttyä on signaali muunnettava takaisin jat-kuva-aikaiseksi muistiblokin avulla. Lopuksi huippuarvosta otetaan käänteisluku ja saa-daan skaalauskerroin UET1peak_inv, jolla kerrotaan itseisarvotettu tulojännite UET1abs. Loppu-tuloksena saadaan skaalattu tulojännite UET1scaled ja kuvan 4.4 mukainen muunnos tulojän-nitteelle.
-200 -100 0 100 200
Multiple Time Series
Time (seconds)
0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05
0
VET1scaled
Kuva 4.4 Muotokertoimen skaalaus tulojännitteestä.
Mikäli tulojännitteen amplitudi oletettaisiin tunnetuksi ja muuttumattomaksi riittäisi kiinteä vakiokerroin tähän skaalaustoimenpiteeseen. Tässä esitetty piiri kuitenkin tarkistaa tulo-jännitteen amplitudin joka puolijakson aikana ja havaitsee siinä tapahtuvat muutokset.
Muotokerroin voidaan tuottaa tulojännitteestä myös vaihelukitun silmukan eli PLL:n avul-la. Se antaa tulosignaalin vaiheeseen ja taajuuteen lukitun sinisignaalin. Simulinkin PLL-blokki vaatii kuitenkin tulosignaalin, joka on normalisoitu eli skaalattu välille 1-0, joten skaalauksesta ei silläkään päästä eroon. Simuloinnissa PLL:ää ei skaalauksesta huolimatta saatu toimimaan tyydyttävällä tavalla mutta prototyyppiä testattaessa dSpace-ympäristössä se osoittautui toimivaksi ratkaisuksi. Silloin mahdolliset häiriöt tulojännitteessä eivät siirry muotokertoimeen vaan se pysyy ideaalisena siniaaltona.
Säätäjän toimintaa ja muotokertoimen skaalausta havainnollistaa simuloitu tilanne jossa tulojännite hetkellisesti putoaa puoleen alkuperäisestä (kuva 4.5.) Kun muutos tulojännit-teessä havaitaan, korjataan skaalauskerroin sopivaksi ja säätäjä toimii kuten pitääkin korja-ten lähtöjännitteen asetettuun arvoon. Tulojännitteen laskiessa ei esiinny suurta pudotusta sillä suuri kondensaattori lähdössä pitää jännitettä yllä. Sen sijaan tulojännitteen noustessa äkillisesti, nähdään lähtöjännitteessä huomattavan suuri ylitys ennen kuin säätäjä ehtii mu-kaan.
100.0m 100.0m
550.0m 550.0m
200.0m 200.0m
300.0m 300.0m
400.0m 400.0m
500.0m 500.0m
-200.0 -200.0
500.0 500.0
0 0
-166.7 -166.7
166.7 166.7
333.3 333.3
Kuva 4.5 Tulojännite muuttuu 230 voltista 115 volttiin. Kuvassa tulo- ja lähtöjännite sekä käämin virta (virta skaalattu ×2).
4.1.3 Kuormitusvirta
Kertomalla keskenään Ucontrol ja UET1 scaled on siis saatu tulovirran tavoitearvo eli referenssi Iref halutulle tasolle referenssijännitteeseen Uref nähden ja seuraamaan tulojännitteen aal-tomuotoa. Sellaisenaan säätö olisi jo toimiva mutta koska halutaan sen reagoivan viipymät-tä kuorman muutoksiin, voidaan lisäksi kertoa referenssisuure kuomavirralla IRL kuten ku-van 4.1 säätöpiirissä on tehty. Ilman tietoa kuorman virrasta säätöpiiri reagoisi kuorman muutokseen vasta havaittuaan muutoksen lähtöjännitteessä. Kuorman virtaa seuraamalla saadaan tieto kuorman muutoksesta välittömästi ja tarvittava korjaus tulovirrassa tapahtuu ennen kuin lähtöjännite ehtii muuttua. Simuloitu esimerkki havainnollistaa säädön reagoin-tia kuorman muutokseen: kuormitusteho muuttuu askelmaisesti 200 W:sta 800 W:iin eli kuorman vastus putoaa arvosta 800 Ω arvoon 200 Ω ja virta nousee 0,5 A:sta 2 A:iin (ku-vat 4.6, 4.7 ja 4.8.) Nähdään että tulovirta muuttuu välittömästi kuormavirran muuttuessa ja lähtöjännitteen keskiarvo ei muutu vaan ainoastaan rippeli kasvaa.
100.0m 100.0m
300.0m 300.0m
133.3m 133.3m
166.7m 166.7m
200.0m 200.0m
233.3m 233.3m
266.7m 266.7m
-150.0 -150.0
450.0 450.0
0 0
-100.0 -100.0
100.0 100.0
200.0 200.0
300.0 300.0
400.0 400.0
Kuva 4.6 Kuormituksen muuttuessa 200 W:sta 800 W:iin säätö reagoi kuormitusvirran muutokseen välittö-mästi (kuormitusvirta skaalattu ×10).
100.0m
Kuva 4.7 Kuormavirran muutos ja tulovirran vaste (kuormitusvirta skaalattu ×10).
100.0m
Kuva 4.8 Lähtöjännitteen vasteessa ei näy juuri lainkaan heilahdusta vaan ainostaan rippeli kasvaa.
Lähtövirran käyttäminen kertoimena ei ole kuitenkaan aivan ongelmatonta. Se saattaa ajaa säätöpiirin epästabiiliksi ja erityisesti ongelmatilanteessa, jossa virta pyrkii syystä tai toi-sesta karkaamaan, karkaa myös säätö eikä pyri rajoittamaan virtaa vaan päinvastoin.
On-gelmaa voidaan paikata rajoittamalla virtakertoimen yläraja säätöpiirissä mutta käytännös-sä lähtövirtaan perustuva käytännös-säätöperiaate vaatinee vielä jatkokehittelyä ennen kaupallista tuotteistamista.
Kuvissa 4.9, 4.10 ja 4.11 nähdään simuloitu tilanne vastaavasta kuorman muutoksesta il-man säätäjälle menevää kuoril-man virtatietoa.
100.0m 100.0m
600.0m 600.0m
125.0m 125.0m
250.0m 250.0m
375.0m 375.0m
500.0m 500.0m
-100.0 -100.0
450.0 450.0
0 0
125.0 125.0
250.0 250.0
375.0 375.0
Kuva 4.9 Kuorman muutoksen vaikutus ilman virtasäätöä (kuormitusvirta skaalattu ×10).
100.0m
Kuva 4.11 Kuormavirran muutos ja tulovirran vaste (kuormitusvirta skaalattu ×10).
ET1...
Kuva 4.10 Lähtöjännitteen vasteessa nähdään noin 40 V:n pudotus ennen kuin säätö ehtii reagoida. Jännitteen asettuminen kestää noin 300 ms.
4.1.4 Virtahystereesi
Kuvassa 4.12 näkyvä säätöpiirin osa toteuttaa varsinaisen virtahystereesin.
1 Data Type Conversion u+0.75
Kuva 4.12 Virtahystereesi vakiorajoilla.
Lähtöjännitteen, tulojännitteen sekä tulovirran perusteella on tuotettu referenssisuure Iref , jota tulovirran halutaan seuraavan. Tästä referenssisuureesta luodaan hystereesirajat Refhigh
ja Reflow, jotka ovat tässä tapauksessa ±0,75 A referenssistä. Tulovirtaa verrataan hyste-reesirajoihin ja pidetään se rajojen sisällä ohjaamalla kytkin päälle ja pois virran kohdates-sa hystereesirajan. Alarajalla kytkin kytketään johtavaksi ja ylärajalla kytkin avataan. Näin tulovirta pysyttelee hystereesirajojen sisällä ja sen keskiarvo seuraa referenssiä. Teholäh-teen kytkentätaajuus on riippuvainen hystereesirajoista sekä virran nousu- ja laskuajoista ja siten myös käämin induktanssista. Asettamalla alempi hystereesiraja nollaan saadaan ai-kaan CRM-säätö, jolla voidaan ajaa totem pole -topologiaa.
Hystereesirajat voidaan määritellä vaihtoehtoisesti myös prosentuaalisena kiinteän offsetin sijaan, jolloin rajojen etäisyys referenssistä muuttuu verkkotaajuusjakson aikana. Tämän seurauksena kytkentätaajuus ei ole vakio vaan se vaihtelee jakson aikana. Kytkentätaajuu-den vaihtelu saattaa vähentää häiriövaikutusta sillä kytkentätaajuudesta aiheutuva häiriö jakaantuu laajemmalle taajuuskaistalle. Toisaalta häiriön suodattaminen myös hankaloituu.
Kuvassa 4.13 nähdään prosenttirajoilla toteutettu virtahystereesi, jonka hystereesi on
±10 %.
1
Data T ype Conversion
|u|
Kuva 4.13 Vaihtoehtoinen virtahystereesi prosentuaalisilla rajoilla.
Esimerkkikuvissa on simuloitu piirin toimintaa ideaalisilla komponenteilla. Kuvassa 4.14 nähdään tulovirran aaltomuoto kiinteillä hystereesirajoilla ja kuvassa 4.15 kytkentätaajuu-den hajaantuminen taajuustasossa. Kuvassa 4.16 puolestaan on virran aaltomuoto prosen-tuaalisilla hystereesirajoilla ja kuvassa 4.17 kytkentätaajuuden hajaantuminen siinä tapauk-sessa. Totem pole -topologialla käytettävä kriittisen tilan säätö aikaansaa kuvan 4.18 mu-kaisen virran ja kuvan 4.19 mumu-kaisen taajuusjakauman. Esimerkkitapauksessa kytkentätaa-juus asettuu kiinteällä hystereesillä välille 80 kHz – 130 kHz ja prosentuaalisella välille 30 kHz – 140 kHz. CRM-säädöllä kytkentätaajuus on välillä 20 kHz – 160 kHz Prosentuaali-sella hystereesillä ja CRM-säädöllä jakauma on huomattavasti leveämpi, kuin kiinteällä hystereesillä. Käytännössä ongelmaksi muodostuu taajuusjakauman sovittaminen halutulle 20 kHz – 150 kHz eri kuormitustilanteissa ja tulojännitteen muuttuessa. CRM-säädöllä pär-jätään pienemmällä induktanssilla varsinaisessa tehopiirissä, kuin CCM-säädöllä, koska sallitaan suurempi virran vaihtelu. Kuitenkin syöttävän verkon puolella olevaan suotimeen tarvitaan vastaavasti suurempi induktanssi, kun halutaan suodattaa virran rippeli pois. /28/
0
Kuva 4.14 Virran käyrämuoto kiinteällä hystereesillä.
20k
Kuva 4.15 Kytkentätaajuuden jakauma taajuustasossa kiinteällä hystereesillä.
0
Kuva 4.16 Virran käyrämuoto prosentuaalisella hystereesillä.
20k
Kuva 4.17 Kytkentätaajuuden jakauma taajuustasossa prosentuaalisella virtahystereesillä.
0 5.00m 10.00m 15.00m 20.00m
Kuva 4.18 Virran käyrämuoto CRM-säädöllä.
10k
Kuva 4.19 Kytkentätaajuuden jakauma taajuustasossa CRM-säädöllä.
4.2 Häviöt ja hyötysuhteet
Simulointimallien avulla selvitettiin valittujen topologioiden kokonaishäviöt sekä kompo-nenttikohtaiset häviöt. Mallit mitoitettiin vastaamaan samaa Efore Oyj:n spesifikaatiota, kuin kappaleessa 3. Komponenttien mallinnuksessa käytettiin hyväksi puolijohdevalmista-jien tarjoamia Spice-malleja, joilla saatiin mukaan sekä johtumis- että kytkentähäviöt. Spi-ce-mallit muunnettiin Simplorerin ymmärtämään muotoon käyttämällä Simplorer-ohjelmistoon kuuluvaa SimEditin muunnostyökalua. MOSFET:inä käytettiin ST:n
valmis-taman STW45NM50FD:n mallia. STW45NM50FD on nopea MOSFET, jonka myötäsuun-tainen resistanssi on alle 100 mΩ /29/. Samaa MOSFET:ia käytetään myös prototyypissä.
Diodin mallina käytettiin Fairchildin valmistamaa FFPF10UP60S:ää, joka on myös erittäin nopea /30/. Kela mallinnettiin käyttämällä Simplorerin valmistajakohtaisesta komponentti-luettelosta löytyvää Ferroxcuben 3C96-sydänmateriaalia /31/. 3C96 on yleisesti käytetty ja hinta-häviö-suhteeltaan hyvä ferriittimateriaali. Kelan mallinnuksessa on otettu huomioon sydämen pyörrevirrat, sydämen dimensiot ja ilmaväli sekä käämin resistanssi. Kytkentätaa-juus mitoitettiin noin 100 kHz:iin, joten kelan induktanssiksi valittiin 0,4 mH. Boost ja dual boost -topologiat simuloitiin CCM-tilassa ja totem pole -topologia CRM-tilassa, jol-loin tulokset vastaavat todellista käyttötilannetta. Eri toimintatilasta johtuen, totem pole -topologiassa riittää pienempi induktanssi kelassa, joten siinä käytettiin 0,07 mH induk-tanssia. Kuvassa 4.20 nähdään häviöiden tutkimiseen käytetty simulointimalli dual boost -topologiasta.
SIMPLORER Link Interface®
SiM2SiM
Kuva 4.20 Dual boost -topologian simulointiin käytetty malli.
Liitteessä 3. on taulukoitu simuloidut keskihäviöt puolen verkkojakson ajalta kullekin to-pologialle 86 V, 115 V, 185 V, 230 V ja 275 V tulojännitteillä sekä 20 %, 40 %, 60 %, 80 % ja 100 % kuormituksilla. Liitteen taulukossa on laskettu myös topologioiden hyö-tysuhteet kussakin toimintapisteessä sekä puolijohteiden osuus häviöistä. Todellisen teho-lähteen hyötysuhdetta huonontavat lisäksi mm. säätöpiirin tehohäviö sekä johtimien häviöt,
jotka on jätetty tarkastelun ulkopuolelle, koska ne oletetaan likimain samoiksi kaikilla to-pologioilla. Kuvissa 4.21, 4.22 ja 4.23 on häviöistä piirretyt kuvaajat kullekin topologialle.
0,00 5,00 10,00 15,00 20,00 25,00 30,00 35,00 40,00 45,00 50,00 55,00 60,00 65,00 70,00
100 200 300 400 500 600 700 800 900
P_lähtö [W]
P_häviö [W]
275V 230V 185V 115V 86V
Kuva 4.21 Boost-topologian keskihäviöt puolen verkkojaksoin ajalta eri toimintapisteissä.
0,00
100 200 300 400 500 600 700 800 900
P_lähtö [W]
Kuva 4.22 Dual boost -topologian keskihäviöt puolen verkkojaksoin ajalta eri toimintapisteissä.
0,00
100 200 300 400 500 600 700 800 900
P_lähtö [W]
Kuva 4.23 Totem pole -topologian keskihäviöt puolen verkkojaksoin ajalta eri toimintapisteissä.
Boost ja dual boost -topologioilla kokonaishäviöt käyttäytyvät hyvin samankaltaisesti, kuin kappaleessa kolme lasketut johtumishäviöt. Tästä voidaan päätellä, että johtumishäviöt ovat selvästikin hallitsevia valitulla 100 kHz:n kytkentätaajuudella. Kaikilla topologioilla on nähtävissä että häviöiden kasvu pysyy tasaisena kuorman noustessa, kun tulojännite on riittävä. Pienemmillä tulojännitteillä sen sijaan häviöt alkavat nousta yhä jyrkemmin kuor-man kasvaessa. Kuvissa 4.24, 4.25, ja 4.26 on vastaavasti hyötysuhteita kuvaavat käyrät kolmelle topologialle.
90,00 91,00 92,00 93,00 94,00 95,00 96,00 97,00 98,00 99,00 100,00
100 200 300 400 500 600 700 800 900
P_lähtö [W]
Hyötysuhde [%]
275V 230V 185V 115V 86V
Kuva 4.24 Boost -topologian hyötysuhde eri toimintapisteissä.
92,00
100 200 300 400 500 600 700 800 900
P_lähtö [W]
Kuva 4.25 Dual boost -topologian hyötysuhde eri toimintapisteissä
90,00
100 200 300 400 500 600 700 800 900
P_lähtö [W]
Kuva 4.26 Totem pole -topologian hyötysuhde eri toimintapisteissä
Kun verrataan perinteistä boostia ja sillatonta dual boostia keskenään, ovat hyötysuhteiden sekä häviöiden kuvaajat hyvin samankaltaiset. Suurilla tulojännitteillä hyötysuhdekäyrät
pysyvät tasaisina kuorman muuttuessa. Pienellä tulojännitteellä hyötysuhde laskee selvästi kuorman kasvaessa. Nimellisjännitteellä ja maksimikuormalla ero hyötysuhteissa on sillat-toman topologian hyväksi noin 0,5 prosenttiyksikköä. Tämä vastaa odotuksia ja vahvistaa sillattomasta toteutuksesta saatavan hyödyn. Pienellä tulojännitteellä ero sillattoman topo-logian hyväksi kasvaa entisestään, sillä minimitulojännitteellä ja maksimikuormalla eroa on 2 prosenttiyksikköä boostin ja dual boostin välillä.
Totem pole -topologia käyttäytyy hieman eri tavalla eri säätöperiaatteesta johtuen. Riittä-vällä tulojännitteellä hyötysuhde nimittäin nousee kuorman kasvaessa. Selitys löytyy muut-tuvasta kytkentätaajuudesta, sillä virran kasvaessa kytkentätaajuus pienenee ja kytkentähä-viöt vähenevät. Pienellä kuormalla saaduista tuloksista havaitaan sen sijaan raju pudotus hyötysuhteessa. Kun kytkentätaajuus ylittää kriittisen taajuuden, nousevat kytkentähäviöt hallitseviksi ja taajuuden edelleen noustessa kasvavat häviöt kiihtyvällä vauhdilla. Tämän ongelman korjaamiseksi ja häviöiden torjumiseksi, kytkentätaajuuden yläraja tulisi rajoit-taa säätöpiirissä eli ajaa teholähde epäjatkuvalle käämivirralle. Todellisessa teholähteessä myös komponenttien nopeus alkaa jossain vaiheessa rajoittaa kytkentätaajuutta. Nämä pie-nellä kuormalla saadut tulokset eivät siis ole vertailukelpoisia totem polen osalta. Myös kahdella muulla topologioilla näkyy notkahdus hyötysuhteissa pienellä kuormalla. Se selit-tyy samalla syyllä, eli kytkentätaajuus kasvaa hyvin pienillä virroilla vakiohystereesistä huolimatta, koska virran keskiarvo on pienempi kuin virran rippeli. Toinen mahdollinen seuraamus pienille virroille mentäessä olisi ajautuminen epäjatkuvalle käämivirralle mutta tässä tapauksessa säätöpiiri ei päästä näin tapahtumaan.
Kuvassa 4.27 on vertailtu topologioiden hyötysuhteita 230 V:n tulojännitteellä ja kuvassa 4.28 puolestaan 86 V:n tulojännitteellä. Pienimmällä kuormalla saadut tulokset on näissä kuvaajissa jätetty huomiotta edellä mainittujen syiden vuoksi. Boostin ja dual boostin hyö-tysuhdekäyrä seuraa samaa rataa läpi koko tehoalueen ja ero topologioiden välillä pysyy samana. 230 V:n tulojännitteellä totem pole ja dual boost ovat lähekkäin suuremmilla kuormilla ja molemmat sillattomat toteutukset voittavat diodisiltaa käyttävän toteutuksen mutta kuormituksen laskiessa totem polen hyötysuhde putoaa rajusti kytkentätaajuuden karatessa. 86 V:n tulojännitteellä totem pole sitä vastoin on vahvoilla matalamman kytken-tätaajuuden ansiosta.
95,50 96,00 96,50 97,00 97,50 98,00 98,50
200 300 400 500 600 700 800 900
P_lähtö [W]
Hyötysuhde [%]
B DB TP
Kuva 4.27 Vertailu topologioiden hyötysuhteista 230 V:n tulojännitteellä.
92,00 92,50 93,00 93,50 94,00 94,50 95,00 95,50
200 300 400 500 600 700 800 900
P_lähtö [W]
Hyötysuhde [%]
B DB TP
Kuva 4.28 Vertailu topologioiden hyötysuhteista 86 V:n tulojännitteellä.
Kun tarkastellaan liitteen 3. komponenttikohtaisia häviöitä, niin suurella kuormalla dual boost ja totem pole ovat puolijohdehäviöiden osalta samankaltaiset mutta kelan häviöt ovat totem polessa pienemmät kautta linjan. CRM-tilassa virran rippeli on kaksinkertainen CCM-tilaan verrattuna, joten kelan sydämen rautahäviöt ovat silloin suuremmat. Tässä ta-pauksessa kuitenkin näyttää siltä, että käämin kuparihäviöt ovat sydämen häviöitä merkit-tävämmät ja kokonaishäviöt kelan osalta jäävät pienemmiksi CRM-tilassa. Totem polen suurenevat häviöt virran pienentyessä realisoituvat MOSFET:in kytkentähäviöinä.
Kuva 4.29 havainnollistaa häviöiden jakautumisen eri komponenttien välille boost-topologiassa (Uin = 230 V, Po = 800 W.) Huomataan että kelan häviöt ovat noin neljännek-sen kokonaishäviöistä. Merkittävin osa häviöistä syntyy MOSFET-kytkimessä (34 %) ja loput 40 % jakautuvat diodien välille.
26 %
34 % 10 %
15 %
15 %
Kela MOSFET Boost-diodi Diodi D1 Diodi D4
Kuva 4.29 Häviöiden jakautuminen komponenttien välille boost-topologialla (Uin = 230 V, Po = 800 W).
Kuvassa 4.30 nähdään kokonaishäviöt ja komponenttikohtaisten häviöiden jakautuminen eri topologioissa (Uin = 230 V, Po = 800 W). Siitä nähdään hyvin ylimääräisen diodin vai-kutus kokonaishäviöihin.
0 5 10 15 20 25
BOOST DUALBOOST TOTEMPOLE
P_häviö [W]
Diodi D4 Diodi D1
Boost-diodi/ Runkodiodi MOSFET
Kela
Kuva 4.30 Häviöiden jakautuminen eri komponenttien välille (Uin = 230 V, Po = 800 W).
Lisäksi kuvasta 4.31 nähdään, kuinka dual boostin häviöjakauma komponenttien välillä muuttuu tulojännitteen ja kuorman muuttuessa. Ainoastaan tilanne jossa suurella tulojän-nitteellä ajetaan pientä kuormaa, poikkeaa merkittävästi muista. Pienillä virroilla MOSFET:in suhteellinen osuus pienenee ja kelan osuus kasvaa.
0 % 10 % 20 % 30 % 40 % 50 % 60 % 70 % 80 % 90 % 100 %
230V / 800W 230V / 160W 86V / 800W 86V / 160W
Diodi D1 Runkodiodi Mosfet Kela
Kuva 4.31 Häviöiden jakautuminen komponenttien välillä dual boost -topologialla.
5. PROTOTYYPPI
Kun teoreettisesta tarkastelusta ja simuloinnista siirrytään käytännön tasolle ja ryhdytään rakentamaan toimivaa prototyyppiä, törmätään lukuisiin ongelmiin, jotka eivät välttämättä ennen sitä paljastu. Juuri näiden ongelmakohtien löytäminen ja niiden mahdollinen ratkai-seminen onkin yksi oleellinen hyöty prototyypin rakentamisessa.