Taulukossa 5 on esitettynä ne parametrit, jotka tuottivat kullekin taulukossa 4 esitetylle kustannusfunktiolle pienimmän arvon. Taulukkoon on koottuna myös ITAE-indeksien arvot, mistä nähdään eri suorituskykyindeksillä optimoitujen vasteiden selkeät erot ITAE-indeksillä verrattuna. Indeksien suuruuden perusteella ei kuitenkaan voida päätellä askel-vasteen muita ominaisuuksia, kuten asettumisaikaa tai suurinta prosentuaalista ylitystä, mitkä tärkeitä askelvasteen dynamiikan tunnuslukuja.
Taulukko 5. PSO-algoritmilla saadut asetusarvomuutoksen optimointitulokset.
Kuvassa 6.5 on esitettynä asetusarvon askelmuutoksen transienttivasteet käyttäen opti-moinnilla saatuja parametreja. PID-säätimen parametreina on käytetty aiemmassa luvussa valittuja parametreja ja asetusarvosuotimen parametreina on käytetty taulukossa 5 esiin-tyneitä parametreja. Kuvasta havaitaan, että asetusarvovasteet ovat huomattavasti parem-pia riippumatta käytettävästä kustannusfunktiosta verrattuna 1DOF PID -säätimeen. Tau-lukon 4 perusteella todettiin ITAE- ja ISTES-indekseillä optimoitujen asetusarvosuodin-ten toteuttavan nopeimmat askelvasteet, mikä näyttää pätevän myös asetusarvovasteiden
kuvaajan perusteella. Kuvan 6.5 vasteita verrattaessa kuvan 5.1 säätämättömän takaisin-kytketyn hihnapyöräsysteemin asetusarvon askelvasteen kuvaan havaitaan, että 2DOF PID -säätimellä saavutetaan merkittävä parannus asetusarvon yksikköaskel muutoksen transienttivasteeseen.
Kuva 6.5. 2DOF PID -säätimellä saadut asetusarvomuutoksen askelvasteet.
Hihnapyöräsysteemin mallin lähteessä [10] on esitetty tilatakaisinkytkentään perustuva säätörakenne, mitä verrataan tässä työssä toteutettuun 2DOF PID -säätimeen. Säätölaissa oletetaan moottorin puoleisen pyörän kulmanopeuden olevan mitattavissa. Tilatakaisin-kytketyn säätimen tuottama ohjaussignaali on
𝑢 = −𝐺1(𝜃𝑚− 𝜃𝑟) − 𝐺2𝜃̇𝑚, (73) jossa parametrit 𝐺1 ja 𝐺2 ovat tilatakaisinkytkentä vahvistukset, 𝜃𝑟 on pyörän kulman asetusarvo ja 𝜃̇𝑚 on moottorin puoleisen pyörän kulmanopeus. Vahvistusten arvot ovat 𝐺1 = 5 ja 𝐺2 = 3,9. Vahvistusten arvojen valinta perustuu tilatakaisinkytketyn järjestel-män napojen asettelumenetelmään, missä on käytetty säätimen suunnittelumallia, jossa resonanssia ei ole mallinnettu osaksi järjestelmää.
Kuvassa 6.6 on vertailtu asetusarvomuutoksien transienttivasteita ITAE-indeksillä opti-moidun 2DOF PID -säätimen sekä lähteessä esitettyyn tilatakaisinkytketyn säätimeen kesken. Kuvasta havaitaan, että PID-säätö mahdollistaa nopeamman asetusarvomuutok-sen kummankin pyörän kulmalle verrattuna tilatakaisinkytkettyyn säätimeen.
Huomat-tava ero säätörakenteiden välillä esiintyy pyörien kulmien asettumisaikojen välillä. Kuor-man puoleisen pyörän kulma saavuttaa nopeammin asetusarvon kuin moottorin puoleisen pyörän kulma käytettäessä PID-säädintä. Tilatakaisinkytkentää käyttäen kuorman puolei-nen pyörä värähtelee enemmän sekä saavuttaa asetusarvon huomattavasti hitaammin kuin moottorin puoleinen pyörä. PID-säätö vaimentaa hyvin molempien pyörien kulmien vas-teissa esiintyvän värähtelyn verrattuna tilatakaisinkytkentään.
Kuva 6.6. 2DOF PID- ja tilatakaisinkytketyn säätimen asetusarvomuutoksen vaste.
Kuvassa 6.7 on vertailtu ohjaussignaalien käyttäytymistä asetusarvomuutokselle molem-mille säätörakenteille. PID-säätimen tuottaman ohjaussignaalin suurin arvo on pienempi kuin tilatakaisinkytketyn säätimen, vaikka ohjaussignaaliin ei kiinnitetty erityistä huo-miota säädön suunnittelussa. PID-säätimen tuottama pienin ohjaussignaalin arvo on vain hieman pienempi kuin tilatakaisinkytketyn säätimen tuottama pienin arvo, minkä takia sen oletetaan olevan sallituissa ohjaussignaalin vaihtelun rajoissa. 2DOF PID -säädin on siis ohjaussignaalinkin kannalta parempi säädin kuin verrokkisäädin.
Taulukossa 6 on vertailtu asetusarvomuutoksen vasteiden tunnuslukuja molemmille sää-timille sekä pyörille. Ohjaussignaalille on esitettynä sen vaihteluväli, joka sama on riip-pumatta tarkasteltavasta pyörästä. Asettumisajalla tarkoitetaan tässä työssä ajanhetkeä, kun systeemin ulostulosignaali pysyy vähintään 2 % etäisyydellä asetusarvosta. PID-sää-timen tapauksessa asetusarvovasteiden suurimmat ylitykset tapahtuvat kummankin pyö-rän kohdalla asettumisajan jälkeen, minkä perusteella ylitystä ei esiinny merkittävästi.
Nousuajalla tarkoitetaan aikaväliä, kun vaste siirtyy 10 % ja 90 % välin asetusarvostaan.
Kumpaakin säädintä käyttäen kuorman puoleisen pyörän kulman nousuaika on pienempi kuin moottorin puoleisen pyörän kulman.
Kuva 6.7. Säätimien ohjaussignaalit asetusarvomuutokselle.
Taulukko 6. 2DOF PID -säätimen ja tilatakaisinkytkennän asetusarvomuutoksen tran-sienttivasteiden tunnuslukujen vertailu.
Kuvassa 6.8 on esitettynä kolme eri tapausta, joista kahdessa hihnapyöräsysteemin para-metreja pienennetty ja suurennettu 30 % alkuperäisistä. Vasteita vertaamalla voidaan ar-vioida miten hyvin suunniteltu säädin sietää parametreissa tapahtuvia muutoksia. Para-metrien suurentamisella ei selvästi ole yhtä suurta vaikutusta asetusarvomuutoksen vas-teeseen, kuin parametrien pienentämisellä on. Yksi syy siihen on, että resonanssin siirty-essä suuremmalle taajuudelle järjestelmä vaimentaa niitä luontaisesti toisin kuin pienem-mälle taajuudelle siirtyessä järjestelmän luontainen vaimennus ei välttämättä riitä. Hih-napyöräsysteemin parametrien muuttaminen ei kuitenkaan aiheuta merkittäviä muutoksia asetusarvovasteeseen, kunhan säädin on viritetty robustiksi.
Tässä luvussa on esitelty 2DOF PID -säätimen asetusarvosuotimen viritys käyttäen useita eri aikatason suorituskykyindeksejä PSO-algoritmilla optimoitaessa. Saatuja tuloksia on verrattu hihnapyöräsysteemin lähteessä esitettyyn tilatakaisinkytkettyyn säätimeen,
minkä perusteella 2DOF PID -säätimen suorituskyky on merkittävästi parempi siihen ver-rattuna.
Kuva 6.8. Asetusarvomuutoksen transienttivasteet hihnapyöräsysteemin parametrien muutoksille.
Säätöjärjestelmän stabiilius ja gang of six -siirtofunktiot
Tässä luvussa käsitellään luvussa 6.2 viritettyä 2DOF PID -säädintä niiltä osin kuin sitä ei ole vielä käsitelty. Optimoimalla saadut parametrit ovat esitettynä taulukossa 7, johon on koottuna PID-säätimen ja alipäästösuotimen sekä asetusarvosuotimen parametrit. Sul-jetun järjestelmän stabiilius tarkastetaan sulSul-jetun järjestelmän siirtofunktioiden napojen sijaintien perusteella. Järjestelmän robustiutta tarkastellaan avoimen järjestelmän taajuus-vasteen kuvaajien avulla. Viimeiseksi tarkastellaan kuutta siirtofunktiota, joista osaa on jo käsitelty aikatason vasteilla.
Stabiilius on tarkastettava takaisinkytketyn järjestelmän navoista, vaikka aiemmin esite-tyt transienttivasteet asetusarvomuutokselle sekä kuormitushäiriölle ovat näyttäneet sta-biileilta. Kuvassa 6.9 on esitettynä suljetun järjestelmän siirtofunktion navat, mikä on sama kaikille yhtälöissä (27–30) esiintyneille siirtofunktioille. Siirtofunktiot asetusar-vosta systeemin ulostuloon ja ohjaukseen sisältävät kaksi napaa sijainnissa 𝑠 = −0,97 kuvassa 6.9 esiintyvien napojen lisäksi. Nämä navat ovat asetusarvosuotimesta aiheutuvat navat, joten ne eivät vaikuta takaisinkytketyn järjestelmän stabiiliuteen. Luvussa 3.2.1 esitetyn määritelmän mukaan riittävä ehto takaisinkytketyn järjestelmän stabiiliudelle on, että jokaisen navan reaaliosa on negatiivinen. Tämä ehto täyttyy suunnitellun 2DOF PID -säätimellä ohjatun järjestelmän osalta, joten järjestelmä on stabiili.
Taulukko 7. PID-säätimen, alipäästö- ja asetusarvosuotimen parametrit.
Säätimen toiminnan tarkastelu taajuustasossa alkaa avoimen järjestelmän taajuusvastei-den käsittelyllä. Kuvassa 6.10 on esitettynä kaavoissa (16) ja (70) esiintyneitaajuusvastei-den siirto-funktioiden Boden diagrammit käyttäen taulukossa 7 esiintyviä parametreja. Diagrammin perusteella PID-säädin kasvattaa järjestelmän vahvistusta integrointiosalla ennen ensim-mäistä vahvistuksen ylimenokulmataajuutta. Tämän jälkeen derivointiosa kasvattaa jär-jestelmän vahvistusta, kunnes taajuuden 𝜔 = 6,4 𝑟𝑎𝑑/𝑠 jälkeen alipäästösuodin vaimen-taa vahvistusta. PID-säätimen integrointiosa aiheutvaimen-taa vaiheeseen 90 asteen vaiheenjätön, mutta derivointiosa kasvattaa keskisuurilla taajuuksilla vaihetta.
Kuva 6.9. Suljetun järjestelmän navat.
Kuva 6.10. PID-säätimen ja hihnapyöräsysteemin Boden diagrammit.
Kuvassa 6.11 on esitettynä kaavan (37) avoimen järjestelmän 𝐿(𝑠) Boden diagrammi, johon on merkittynä järjestelmän vahvistus- sekä vaihevarat. Kuvan perusteella vaiheessa tapahtuu kahdessa kohdassa -180 asteen ylitys, mikä tarkoittaa kahta vahvistusvaran ar-voa. Vahvistusvaroja merkitään 𝐺𝑚+ ja 𝐺𝑚−, sillä ne ovat järjestelmän ylä- ja alavahvistus-varat. Järjestelmän vahvistusta voidaan siis suurentaa tai pienentää vahvistusvarojen ver-ran ennen kuin siitä tulee epästabiili. Vastaavanlaisille järjestelmille, joissa vahvistusva-roja on kaksi kappaletta, on annettu lisää esimerkkejä lähteessä [28]. Sen mukaan vahvis-tusvaraa ei useinkaan kirjallisuudessa mielletä kahtena vaan yhtenä arvona.
Kuvassa 6.11 järjestelmän taajuusvasteessa esiintyy kolmella eri taajuudella vahvistuksen ylimeno, minkä perusteella vaihevaroja on kolme kappaletta. Niistä robustiuden kannalta merkittävin on pienin vaihevaran arvo, joka esiintyy pienimmällä taajuudella. Kuvasta tarkasteltaessa keskimmäistä vaihevaraa tulee huomioida, että sen arvo lasketaan vaihe-erosta, joka on kyseisen vaiheen ja 180 ° välillä. Toisin kuin pienimmällä ja suurimalla taajuudelle esiintyvien vaihevaran arvo lasketaan −180 ° perusteella.
Avoimen järjestelmän Nyquist-diagrammi on esitettynä kuvassa 6.12, jossa on yksikkö- ja stabiiliusvaraympyrät. Stabiiliusvaraympyrä on piirretty käyttäen arvoa 𝑠𝑚 = 0,625, joka vastaa maksimiherkkyyden arvoa 𝑀𝑠 = 1,6. Kuvasta nähdään samat arvot kuin Bo-den diagrammista, minkä lisäksi stabiiliusvaraympyrän perusteella nähdään, että maksi-miherkkyydelle asetettu vaatimus 𝑀𝑠 ≤ 1,6 täyttyy. Oikeassa yläneljänneksessä esiintyy lisäksi negatiivisen vaihevaran arvo, mikä tarkoittaa vaiheen kasvuun liittyvää varaa.
Tämä on nähtävissä myös Boden diagrammista keskimmäisenä vaihevaran arvona. Itseis-arvoltaan tämän vaihevaran arvo on kuitenkin suurin, joten vasemmassa alaneljännek-sessä esiintyy järjestelmän pienemmät vaihevarat.
Kuvan 6.12 Nyquist-diagrammi on tarkoituksenmukaisesti kohdennettu origon ympäris-töön, koska kuvan 6.11 Boden diagrammista on nähtävissä samat ominaisuudet suurilla taajuuksilla. Nyquist-diagrammissa taajuudet pienevät käyrällä liikuttaessa vasemmalta kohti origoa, mistä ei nähdä suurilla taajuuksilla käyrän leikkaavan toisen kerran reaa-liakselin, mikä nähdään Boden diagrammista taajuudella 0,45 𝑟𝑎𝑑/𝑠. Keskisuurilla taa-juuksilla Nyquist-käyrä ei näy kuvaajassa, koska resonanssipiikki aiheuttaa suuren vah-vistuksen sekä vaiheen muutoksen, mikä ilmenee suurisäteisenä ympyrän kaltaisena omi-naisuutena Nyquist-diagrammin oikeassa alaneljänneksessä.
Kuva 6.11. Avoimen järjestelmän Boden diagrammi.
Kuva 6.12. Avoimen järjestelmän Nyquist-diagrammi.
Taulukossa 8 on esitettynä kaikki robustiuteen liittyvät tunnusluvut, jotka ovat nähtävissä myös kuvista 7.11 ja 7.12 Vahvistusvarojen arvot absoluuttisina arvoina desibelimuotois-ten sijaan ovat 𝑔𝑚+ = 4,63 ja 𝑔𝑚− = 0,19. Taulukon 8 tunnuslukujen perusteella suunni-teltu 2DOF PID-säädin tuottaa riittävän robustin järjestelmän.
Kuvassa 6.13 on esitetty gang of six -siirtofunktioiden taajuusvasteiden vahvistuskäyrät.
Taulukkoon 9 on koottu jokaisen siirtofunktion maksimivahvistukset. Aiemmin näiden siirtofunktioiden käyttäytymistä on tarkasteltu aikatasossa kuormitushäiriöiden sekä ase-tusarvomuutosten osalta alaluvussa 7.2. DC-vahvistuksen arvo on 0 kuormitushäiriöstä ulostuloon siirtofunktion taajuusvasteessa, minkä takia kuormitushäiriöt vaimenevat täy-sin. Asetusarvosta ulostuloon siirtofunktion DC-vahvistus on 1, joten asetusarvomuutok-sessa erosuure menee nollaan.
Kuvan perusteella mittauskohinan suurin vahvistuminen ohjaus- ja ulostulosignaaliin ta-pahtuu alle 10 𝑟𝑎𝑑/𝑠 taajuudella. Mittauskohinan vaikutus ohjaussignaaliin pienenee taajuuden kasvaessa, joten sen vaikutus ohjaussignaaliin on huomattavasti vähäisempi kuin maksimikohdassa suurilla taajuuksilla, joilla mittauskohinaa todellisuudessa esiin-tyy. Ulostulosignaaliin sen vaikutus pysyy likamain vakiona taajuuksilla, jotka ovat suu-rempia kuin maksimivahvistuksen esiintymistaajuus.
Taulukko 8. Robustiuden tunnusluvut takaisinkytketylle järjestelmälle.
Kuva 6.13. Gang of six -siirtofunktioiden taajuusvasteiden vahvistukset.
Tähän alalukuun on koottuna luvussa 6.2 viritetyn 2DOF PID -säätimen säätötulokset, joita ei olla käsitelty viritysvaiheessa. Järjestelmän toimintaa on käsitelty kaikkien ulkois-ten signaalien vaikutusulkois-ten sekä robustiuden osalta, minkä perusteella säädin mahdollistaa hyvän asetusarvon seurantakyvyn lisäksi ulkoisten häiriöiden vaimennuskyvyn.
Taulukko 9. Gang of six -siirtofunktioiden taajuusvasteiden vahvistusten maksimiarvot.
7. YHTEENVETO
Tässä työssä on suunniteltu ja toteutettu hihnapyöräsysteemille 2DOF PID -säätö. Kysei-sellä säädin rakenteella pystytään huomioimaan erikseen kuormitushäiriö- sekä asetusar-vovasteet virityksessä, mihin tavanomainen PID-säädin ei kykene. Tyypillisesti PID-sää-din viritetään ensin siten, että järjestelmä vaimentaa ulkoiset häiriöt hyvin sekä on robusti prosessimallin parametrien muutoksille. Tämän jälkeen asetusarvosuodin viritetään, jotta asetusarvomuutos tapahtuu nopeasti.
PID-säätimen virityksen molemmissa vaiheissa käytettiin PSO-algoritmia, joka pyrkii löytämään kustannusfunktion minimoivat parametrit hakuavaruudesta. PID-säätimen ja alipäästösuotimen virityksessä käytettiin pelkkää IT2AE-indeksiä, sillä säätöpiirille ase-tettiin epäyhtälö rajoitteita, jotka toteuase-tettiin rangaistusfunktioiden avulla kustannusfunk-tion osaksi. Rajoitteina käytettiin järjestelmän mittauskohinan vaimennuskyvyn sekä ro-bustiuden tunnusluvut. Optimointituloksista valittiin lopullisen säätimen parametreiksi ratkaisu, joka vaimensi ulkoiset häiriöt vaimennukseen samalla ollen robusti.
Asetusarvosuotimena käytettiin asetusarvopaino- sekä kaistanestosuotimien sarjaan kyt-kentää, mikä vaimensi asetusarvomuutoksen askelvasteessa esiintyneen värähtelyn pelk-kää PID-säädintä käytettäessä. Optimointi suoritettiin useille eri aikatason suoritusky-kyindekseille, joista saatuja parametreja vertailtiin ja niistä valittiin paras ratkaisu. Tätä verrattiin hihnapyöräsysteemin lähteessä esiintyneeseen tilatakaisinkytkentään perustu-vaan säätöön, joka oli huomattavasti heikompi asetusarvomuutoksen asettumisajan ja prosentuaalisen ylityksen kannalta. Säätimen toimintaa asetusarvomuutokselle testattiin vielä hihnapyöräsysteemille, jonka parametreja muutettiin, minkä perusteella järjestelmä toimi riittävän hyvin olosuhteisiin nähden.
Tässä työssä toteutettua 2DOF PID -säätimen toimintaa voitaisiin mahdollisesti parantaa käyttäen alaluvussa 5.1 esitettyä asetusarvosignaalin muokkaustekniikkaa. Toisaalta sää-timen virittäminen ensimmäisessä vaiheessa eri tavalla saattaisi mahdollistaa nopeamman asetusarvomuutoksen, mikä kuitenkin saattaisi heikentää häiriöiden vaimennuskykyä.
Tässä työssä häiriöiden vaimennuskykyä painotettiin ensimmäisessä vaiheessa viritystä melko paljon, millä saattaa olla asetusarvovastetta heikentävä vaikutus.
LÄHTEET
[1] M. Araki, H. Taguchi, Tutorial Paper: Two-Degree-of-Freedom PID Controllers, In-ternational Journal of Control, Automation, and Systems, Vol. 4, Iss. 1, 2003, pp. 401– 411.
[2] K.J. Åstrom, T. Hägglund, Advanced PID control, ISA, Research Triangle Park, NC, 2006, 460 p.
[3] K.J. Åström, T. Hägglund, PID Controllers - Theory, Design, and Tuning, 2nd ed.
International Society of Automation, 1995, 343 p.
[4] K.J. Åström, R.M. Murray, Feedback Systems: An Introduction for Scientists and Engineers, Princeton University Press, Princeton, 2008, 396 p.
[5] S. Das, S. Saha, S. Das, A. Gupta, On the selection of tuning methodology of FOPID controllers for the control of higher order processes, ISA Transactions, Vol. 50, Iss. 3, 2011, pp. 376–388.
[6] R.C. Dorf, R.H. Bishop, Modern Control Systems, 12th ed. Pearson, Harlow, 2010, 1082 p.
[7] R. Eberhart, J. Kennedy, Particle Swarm Optimization, Proceedings of ICNN'95 - International Conference on Neural Networks, IEEE, pp. 1942–1948.
[8] A.A.A. El-Gammal, A.A. El-Samahy, A modified design of PID controller for DC motor drives using Particle Swarm Optimization PSO, International Conference on Power Engineering, Energy and Electrical Drives, 18–20 March, 2009, IEEE, pp. 419-424.
[9] G. Ellis, R.D. Lorenz, Resonant load control methods for industrial servo drives, Conference Record of the 2000 IEEE Industry Applications Conference. Thirty-Fifth IAS Annual Meeting and World Conference on Industrial Applications of Electrical En-ergy, IEEE, pp. 1438–1445.
[10] B. Friedland, Advanced control system design, Prentice-Hall Internat, Englewood Cliffs, NJ, 1996, .
[11] D. Graham, R.C. Lathrop, The synthesis of "optimum" transient response: Criteria and standard forms, Transactions of the American Institute of Electrical Engineers, Part II: Applications and Industry, Vol. 72, Iss. 5, 1953, pp. 273–288.
[12] T. Hägglund, A unified discussion on signal filtering in PID control, Control Engi-neering Practice, Vol. 21, Iss. 8, 2013, pp. 994–1006.
[13] J.R. Huey, The intelligent combination of input shaping and PID feedback control, Georgia Institute of Technology, 2006, 292 p. Saatavissa (viitattu: 26.7.2018): http://
ufnalski.edu.pl/zne/2013_models/Reference_shaping/huey_john_r_200608_phd.pdf.
[14] A.J. Isaksson, S.F. Graebe, Derivative filter is an integral part of PID design, IEE Proceedings - Control Theory and Applications, Vol. 149, Iss. 1, 2002, pp. 41–45.
[15] I. Kaya, N. Tan, D.P. Atherton, A refinement procedure for PID controllers, Elec-trical Engineering (2006) 88:, Vol. 88, Iss. 3, 2005, pp. 215–221.
[16] R. Matousek, P. Minar, S. Lang, P. Pivonka, HC12: Efficient Method in Optimal PID Tuning, Proceedings of the World Congress on Engineering and Computer Science, WCECS, pp. 463–468.
[17] Z. Michalewicz, M. Schoenauer, Evolutionary Algorithms for Constrained Parame-ter Optimization Problems, Evolutionary Computation, Vol. 4, Iss. 1, 1996, pp. 1–32.
[18] M. Nasri, H. Nezamabadi-pour, M. Maghfoori, A PSO-Based Optimum Design of PID Controller for a Linear Brushless DC Motor Proceedings of World Acad-emy of Science, Engineering and Technology, Vol. 20, World AcadAcad-emy of Science, En-gineering and Technology, pp. 211–215.
[19] A. Preumont, Vibration control of active structures, An Introduction, 3rd ed. Sprin-ger, Netherlands, 2002, 480 p.
[20] V-P. Pyrhönen, Johdatus systeemien hallintaan: Luento 1, Tampere, 2017, s. 1–22.
[21] M. Rahimian, K. Raahemifar, Optimal PID controller design for AVR system us-ing particle swarm optimization algorithm, 2011, 24th Canadian Conference on Electri-cal and Computer Engineering (CCECE), Niagara Falls, ON, Canada, 8–11 May, 2011, IEEE, pp. 337–340.
[22] A. Ratnaweera, S.K. Halgamuge, H.C. Watson, Self-organizing hierarchical parti-cle swarm optimizer with time-varying acceleration coefficients, IEEE Transactions on Evolutionary Computation, Vol. 8, Iss. 3, 2004, pp. 240–255.
[23] P. Schmidt, T. Rehm, Notch filter tuning for resonant frequency reduction in dual inertia systems, Conference Record of the 1999 IEEE Industry Applications Confer-ence. Thirty-Forth IAS Annual Meeting (Cat. No.99CH36370), IEEE, pp. 1730–1734.
[24] V.R. Segovia, T. Hägglund, K.J. Åström, Measurement noise filtering for PID con-trollers, Journal of Process Control, Vol. 24, Iss. 4, 2014, pp. 299–313.
[25] Y. Shi, R. Eberhart, A Modified Particle Swarm Optimizer, 1998 IEEE Interna-tional Conference on Evolutionary Computation Proceedings. IEEE World Congress on Computational Intelligence (Cat. No.98TH8360), IEEE, pp. 69–73.
[26] Y. Shi, R.C. Eberhart, Empirical study of particle swarm optimization, Proceedings of the 1999 Congress on Evolutionary Computation-CEC99 (Cat. No. 99TH8406), 6–9 July, 1999, IEEE, pp. 1945–1950.
[27] W. Singhose, J. Vaughan, Reducing Vibration by Digital Filtering and Input Shap-ing, IEEE Transactions on Control Systems Technology, Vol. 19, Iss. 6, 2010, pp.
1410–1420.
[28] D.S. Stutts, Notes on Frequency Methods: Gain Margin, Phase Margin, Delays, and the Nyquist Map, 1999, 13 p. Saatavissa (viitattu 26.7.2018): https://
pdfs.semanticscholar.org/d098/c1c7df93e89520b508d8bcde10b6d4368b7a.pdf
[29] W. Tan, J. Liu, T. Chen, H.J. Marquez, Comparison of some well-known PID tun-ing formulas, Computers and Chemical Engineertun-ing, Vol. 30, Iss. 9, 2006, pp. 1416– 1423.
[30] S.N. Vukosavic, M.R. Stojic, Suppression of torsional oscillations in a high-perfor-mance speed servo drive, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 45, Iss. 1, 1998, pp. 108–117.
[31] X. Yang, Engineering Optimization: An Introduction with Metaheuristic Applica-tions, John Wiley & Sons, Inc., Hoboken, 2010, 347 p.
[32] M. Zambrano-Bigiarini, M. Clerc, R. Rojas, Standard Particle Swarm Optimisation 2011 at CEC-2013: A baseline for future PSO improvements, 2013 IEEE Congress on Evolutionary Computation, 20–23 June, 2013, IEEE, pp. 2337–2344.